Generátory měřících signálů sin 2 20T a sin 2 2T

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T

Vypracování: 1. ÚVOD Úkolem Diplomové práce (MMSE) je ověřit schopnost studenta samostatně řešit zadanou technickou úlohu rozpracovanou v rámci Semestrálního projektu 1 (MM1E) a navazujícího Semestrálního projektu 2 (MM2E), následně dosažené výsledky zpracovat a obhájit ve formě technické zprávy. Diplomová práce je tedy koncipován jako zakončení úvodní části – Semestrálního projektu 1 (MM1E) a navazujícího Semestrálního projektu 2 (MM2E). Mnou vybrané téma zasahuje do oblasti televizní techniky, přesněji řečeno do možností měření signálů barevné televize v přenosové síti. Toto téma bude dále podrobně rozebráno.

2. MĚŘENÍ SIGNÁLŮ BAREVNÉ TELEVIZE V PŘENOSOVÉ SÍTI V současné době, kdy se obecně na kvalitu multimedií a jejich služeb a aplikací kladou vysoké požadavky, tj. i na kvalitu signálů barevné televize v přenosové síti, je důležité přímo provádět kontrolu jejich kvality. Jedná se o ne příliš jednoduchou úlohu z důvodu složitější skladby signálů barevné televize. Pro účely měření kvality se využívá několik typů měřících signálů, jenž svou skladbou respektují typická zkreslení vznikající v přenosové síti. Ty se dále vyhodnocují vhodným tzv. analyzátorem signálů barevné televize, který tímto umožňuje (na základě zjištěné velikosti zkreslení) objektivně posoudit vlastnosti přenosových zařízení a televizní sítě. Pro možnost jednotného posuzování přenosových vlastností došlo k unifikaci používaných měřících signálů na mezinárodní úrovni. Měřící signály lze z hlediska používání rozdělit na : 1) Mezinárodně doporučené měřící signály CCIR: Základními měřícími signály jsou časové průběhy obdélníkových a pilových impulsů. Ty umožňují kontrolovat základní parametry přenosu, jako zkreslení na nízkých, středních a vysokých kmitočtech, dobu náběhu a překmity časové odezvy, kolísání úrovně synchronizačního signálu, nelineární zkreslení jasové a barvonosné složky úplného barevného signálu, vložený útlum atd. 2) Mezinárodně doporučené signály měřících řádků CCIR: Jedná se o měřící signály úmyslně vládané do vysílaného televizního signálu v oblasti půlsnímkových zatemňovacích impulsů tak, aby bylo možné kontrolovat nejdůležitější přenosové vlastnosti a parametry průběžně i během vysílání. 3) Zkušební signály tvaru sin220T: Ty budou podrobně rozebrány dále… 4) Zkušební signály barevných pruhů: V Praxi se nejčastěji využívají obrazce svisle orientovaných barevných pruhů složených ze tří základních barev (R = Red=červené, G = Green=zelené a B = Blue=modré), tří barev doplňkových a barvy bílé, uspořádaných podle klesajícího jasu. Tento zkušební signál

MAZÁNEK David

List: 9/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T se používá především ke kontrole nastavení kódovacích a dekódovacích zařízení, ale i ke kontrole přenosové cesty a věrnosti barevné reprodukce. 5) Signál elektronického zkušebního obrazce: Jde o elementární elektronické signály, pomocí nichž lze objektivně i subjektivně zhodnotit jednotlivé přenosové parametry.Ve srovnání s předchozími testovacími signály umožňuje i správné seřízení přijímačů černobílé a barevné televize. Metodika měření používaná k zjišťování parametrů signálů barevné televize přenášených televizní sítí se opírá o objektivní vyhodnocení jednotlivých zkušebních signálů. Pozn.: Bližší informace o vlastnostech a použití výše zmiňovaných testovacích měřících signálech lze naleznout v [2]. 3. ZKUŠEBNÍ SIGNÁLY TVARU sin2T (resp. sin22T) a sin220T Kvůli správnému hodnocení kvality parametrů přenosů se již v dřívější době u černobílých televizí začaly aplikovat zkušební impulsy tvaru sin2. Jejich hlavní výhoda spočívá v tom, že limitují kmitočtové spektrum měřícího signálu na předem definovaný kmitočtový rozsah a tím dochází k zamezení tvarového zkreslení zkušebních signálů, jenž by vznikalo v důsledku přesahu kmitočtového spektra zkušebního signálu za mezní kmitočet přenosového kanálu. 3.1 Vlastnosti speciálních měřících signálů sin2T (resp. sin22T) K testování černobílých televizí se využívá impulsů tvaru sin2ωt s označením sin2T, 2 sin 2T, kde T určuje šířku impulsu na úrovni jeho poloviční amplitudy a souvisí s mezním kmitočtem kanálu vztahem T = 1/(2.fm). Tím je dána (pro naši televizní normu s přenosovým pásmem fm = 6MHz) hodnota T = 83,3ns. Prakticky se používá hodnota T = 80ns. V televizní praxi se dále užívá pro vyjádření celé šířky testovacího pulsu parametru s ozn. základna impulsu T0 = 2.T Označíme-li základnu impulsu T0, pak u sin2T je T0 = 160ns a u sin22T je T0 = 320ns. Impuls je v časové oblasti popsán: f T(t) =

1 2

. (1 – cos( π . t) ) … pro nenulovou oblast signálu, T

(3.1)

nebo také: f T(t) = sin2( π 2.T

.t)

f T(t) = 0

pro t∈< 0;T0 >, pro t∉< 0;T0 > .

(3.2) |

Ve frekvenční oblasti je impuls popsán: ST(ω) =

sin ωT ω

MAZÁNEK David

.

(π/T)2 . (π/T)2 - ω 2

(3.3)

List: 10/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 1

f( t ) 0.5

0

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

t

Obr. 3.1: Časový průběh impulsu sin2T (resp. sin22T) 3.2 Vlastnosti speciálních měřících signálů sin220T U barevné televize se pro rychlé objektivní vyhodnocování kvality studiových zařízení a přenosových tras používá testovacího složeného impulsu sin220T. Požadavkem na přenosový systém je minimální zkreslení jasové i barvonosné složky. Testovací impuls umožňuje stanovit velikost lineárního zkreslení (čili rozdíl útlumu a skupinového zpoždění v oblasti přenosu jasového a barvonosného signálu). Z tohoto důvodu se jedná o složený impuls, který má NF (nízkofrekvenční - jasovou) a VF (vysokofrekvenční - barvonosnou) složku. NF složku tvoří impuls sin220T, VF složku tvoří týž impuls sin220T amplitudově namodulovaný na barvonosnou vlnu kmitočtu fBN = 4,43MHz. Jedná se tedy o dvě aditivně sečtené složky. Impuls je v časové oblasti popsán: f20T(t) =

1 . sin2ωt + 2

1 . sin2ωt . sin2Ω t, 2

(3.4)

kde : sin2Ω t = +1 … horní obalová křivka (kopíruje průběh sin2ωt), sin2Ω t = -1 … dolní obalová křivka (je totožná s časovou osou t), Pozn.: Ω = T. ω ; kde: Ω … normovaný úhlový kmitočet. nebo také: 1 f20T(t) = 4 . [1 + sin(2.π.fBN.t)] . [1 – cos(2.π.f0.t)] pro t∈< 0;T0 >, f20T(t) = 0

(3.5)

pro t∉< 0;T0 >,

kde: f0 = 500kHz … kmitočet NF složky.

MAZÁNEK David

List: 11/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Ve frekvenční oblasti je impuls popsán: 1 1 1 . ST(ω) + j. . ST(ω + ωBN) – j. . ST(ω - ωBN). (3.6) 2 4 4 Zde je vidět, že se jedná o „složeninu“ spektra signálu sin2T ve výchozí pozici a v pozici posunuté o ±ωBN.

S20T(ω) =

Obr. 3.2: Časový průběh NF složky

a

VF složky (převzato z [2])

0.8

0.6 f( t ) 0.4

0.2

0

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

t

Obr. 3.3: Časový průběh složeného impulsu sin220T

MAZÁNEK David

List: 12/74

Diplomová práce


Obr. 3.4: Spektrum složeného impulsu sin220T v porovnání s impulsy sin2T a sin22T (převzato z [2]) 4. VYHODNOCENÍ ZKRESLENÍ IMPULSU sin220T Prostřednictvím Obr. 4.1 lze přehledně rozlišit základní případy zkreslení impulsu sin220T po průchodu testovaným zařízením (jestliže vzájemný časový posuv barvonosné a jasové složky |τ | < T0/2). Koeficient k určuje poměr napěťového přenosu jasového a barvonosného signálu, τ označuje posuv barvonosného signálu oproti jasovému (při τ: > 0 dochází ke zpoždění barvonosného signálu oproti jasovému). V případech, kdy dochází pouze ke zkreslení útlumu (prostřední sloupec Obr. 4.1 při τ = 0), mají v dolní obálce impulsu sin220T pouze jeden inflexní bod. Dochází-li pouze ke zkreslení skupinového zpoždění (prostřední řádek Obr. 4.1 při k = 1), má základna impulsu sin220T vlnový charakter se dvěma lokálními extrémy. Odchylky jsou v absolutní hodnotě shodné. V obecném případě, kdy dochází současně ke zkreslení útlumové charakteristiky i charakteristiky skupinového zpoždění, mají extrémy u dolní obálky odlišnou hodnotu, čímž při zpožďování barvonosné složky oproti jasové složce u dolní obálky předbíhá maximum Y1 minimum Y2 (viz. Obr. 4.2). Při výpočtu odezvy lineární spojité soustavy na impuls sin220T máme mimo jiné za úkol s požadovanou přesností určit souřadnice: - vrcholu horní obálky : t0; Y0 - vrcholu dolní obálky : t1; Y1 , t2; Y2 (Při optimálním průběhu charakteristiky skupinového zpoždění pouze jeden z těchto vrcholů); - pro úroveň Y0/2 (tj. šířku impulsu) : T = t4 – t3 a event. souřadnice podkmitů a překmitů výstupního signálu pro t > T0.

MAZÁNEK David

List: 13/74

Diplomová práce


Obr. 4.1: Základní případy zkreslení impulsu sin220T (převzato z [2])

Obr. 4.2: Parametry obálky sin220T (převzato z [2]) MAZÁNEK David

List: 14/74

Diplomová práce


Dle literatury [2] se používá k hodnocení amplitudy obálky impulsu sin220T koeficient: k20T = (

d )1,25 , 4,45

(4.1)

kde relativní amplituda d dolní obálky impulsu sin220T je určena vztahem: d=

Y1 + Y2 . 100% . Y0

(4.2)

Jak parametr k20T, tak d souvisí se subjektivním hodnocením kvality televizního obrazu. Označíme-li symbolem I parametr jakosti obrazu, potom: I= (

d 28

)2,65 = 0,0076 . (k20T)2,12 .

(4.3)

V televizní praxi je pro: velmi dobrý obraz I = 0; dobrý obraz I = 0,33; středně jakostní obraz I = 1; špatný obraz I = 3; velmi špatný obraz I = ∞. Pokles (případně převýšení) modulu přenosu v oblasti barvonosné složky oproti oblasti jasové složky ∆K a obdobně rozdíl skupinového zpoždění ∆τ můžeme vypočítat ze vztahů: ∆K = 2 . (d1 + d2), ∆τ [ns] =

(4.4)

2.T . arctg ( 2. π

kde: d1 =

Y1 Y0

d1 . d2 ), 2.(d1+d2) – 4.d1.d2 -1

, d2 = Y2 Y0

(4.5)

.

Mimo tohoto „zdlouhavého“ způsobu vyhodnocování impulsu sin220T existují v praxi tzv. nomogramy, což jsou grafické diagramy podstatně urychlující daný přepočet. Geometrické místo bodů pro přepočet ∆K = konst. je stanoveno z rovnice (4.4), stejnou analogií ve vztahu (4.5) dostaneme pro ∆τ = konst.; d2 = f(d1): d2 =

1 – 2.d1 , 2 – 4.d1 – (d1/Z)

kde: Z =

(

tg π. ∆τ 2.T0 2

(4.6)

)2.

(4.7)

Nakonec je nutné připomenout, že všechny výše uvedené vztahy jsou svou platností omezeny pouze na případy, kdy vyhodnocujeme vlastnosti lineárního kanálu. Teprve potom je tedy možné analyzovat tvar měřeného signálu sin220T.

MAZÁNEK David

List: 15/74

Diplomová práce


Obr. 4.3: Nomogram pro vyhodnocení zkreslení impulsu sin220T (převzato z [2]) 5. MOŽNOSTI REALIZACE GENERÁTORŮ sin22T a sin220T Prakticky lze realizaci generátorů požadovaných testovacích signálů uskutečnit (z hlediska zpracování signálů) provedením „ryze“ analogovým, případně naopak „ryze“ digitálním nebo kombinovaným. Odlišnosti jsou především ve složitosti zapojení, kdy při „ryze“ analogové realizaci by bylo za potřebí více obvodových prvků, než je k tomu v případě „ryze“ digitální realizace. Dále jsou rozdíly v přesnosti generovaných impulsů, kdy je opět lepších výsledků dosahováno v případě digitální realizace. Tyto výhody jsou bohužel „vyváženy“ vyšší pořizovací cenou. Naopak v případě analogové realizace by se náklady byly nižší. Jak bude dále rozebráno, optimální forma pro realizaci z hlediska výše zmiňovaných kriterií (tj. složitosti zapojení, přesnosti generovaných testovacích signálů a ceny realizace) bude kombinovaná forma. 5.1 Ryze analogová realizace generátoru V tomto případě by bylo možné použít separaci složek pomocí filtrů. Posloupnost bloků: Generátor harmonické barvonosné vlny (fBN = 4,43MHz) – Omezovač – Derivační obvod – Zpožďovací obvod a Bistabilní klopný obvod by vytvářela obdélníkové impulsy s fBN = 4,43MHz. Ty by se dále modulovaly v impulsním modulátoru impulsy sin2T vytvořenými tvarovačem impulsů. Takto vzniklý výstupní signál by bylo nutné filtrovat dolní propustí z důvodu potlačení nežádoucích kmitočtových složek na dvojnásobném kmitočtu nosné 2.fBN. Tato možnost realizace by byla velmi složitá jak na návrh, tak na následnou optimalizaci (z hlediska přizpůsobení) i realizaci. MAZÁNEK David

List: 16/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 5.2 Ryze digitální realizace generátoru Zde bychom si vystačili s výrazně jednodušším obvodovým schématem. Pro realizaci by bylo použito: Generátoru hodinového impulsu – Vratného binárního čítače – Dekodéru – D/A převodníku a výstupního filtru. Generátor hodinového impulsu by tvořil synchronizační signál pro vratný binární čítač. Ten by adresoval dekodér (paměť nebo CPLD), jenž by obsahoval hodnoty vzorků impulsů. Dále by následoval jejich převod D/A a nutná filtrace dolní propustí. Tato možnost realizace by byla (oproti výše zmiňované analogové) výrazně jednodušší. Nevýhodou by však bylo nutnost použití vysokých taktovacích kmitočtů (zejména při vyčítání hodnot vzorků z dekodéru), čímž by bylo nutno klást vysoké požadavky na rychlost číslicových obvodů a následné dolnopropustní vyhlazení filtrem vysokého řádu. 5.3 Kombinovaná realizace generátoru V principu jde o oddělené zpracování NF jasové a VF barvonosné složky impulsu. NF složka je získávána z digitální části. Dochází k postupnému vyčítání hodnot vzorků z paměti nebo CPLD v rytmu hodinového taktu obvodu. Na výstupu se pak digitální signál filtruje dolní propustí nižšího řádu (rekonstrukčním filtrem). VF složka je vytvářena autonomním generátorem harmonické funkce s fBN = 4,43MHz. Ta je dále amplitudově modulována NF složkovým signálem. Tento generátor je „rozumnou“ a optimální kombinací obou výše zmiňovaných realizací. Nedochází v něm k výraznějšímu tvarovému zkreslení (jako by tomu bylo při ryze analogové realizaci) generovaného impulsu, nejsou kladeny vysoké nároky na rychlost (jako při ryze digitální realizaci) digitálních obvodů a v neposlední řadě i na složitost výstupního filtru. Tato koncepce generátoru má svou velkou výhodu i v univerzálnosti, kdy dle konkrétní potřeby lze toto zapojení poměrně jednoduše obměnit, resp. přeprogramovat.

sin 220T Generátor harm. signálu

AM modulátor

Generátor hodin. impulsů

Digitální realizace sin2 20T/ sin 22T

Sumační zesilovač

sin 22T

Obr. 5.1: Blokové schéma kombinované realizace generátoru impulsů

MAZÁNEK David

List: 17/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 6. NAVRHOVANÉ DETAILNÍ BLOKOVÉ SCHÉMA GENERÁTORU sin22T a sin220T. Výstupní rek. filtr pro sin22T

přepínání sin22T / sin220T

Generátor taktovacích impulsů 60MHz (sin22T)

Dekodér + dělička kmitočtu 6:1 (obvod CPLD)

Napěťový sledovač

Výstupní rekonstrukční filtr pro NF obálku sin220T

Nelineární D/A převodník

reset pro opakování Číslicová realizace Tvarovač + Dělič kmitočtu

Napěťový sledovač

NF sin220T

Generátor harmonického signálu

AM modulátor

Sumační zesilovač

sin220T

VF sin220T

Obr. 6.1: Detailní blokové schéma sin22T a sin220T. Z hlediska optimálních vlastností bude dále podrobně navržena a rozebrána kombinovaná realizace generátoru – viz. Obr 6.1. Pro pořádek věci bude dobré stanovit základní požadované vlastnosti jednotlivých funkčních dílčích bloků. Požadované vlastnosti dílčích funkčních bloků: •

Blok generátoru taktovacích impulsů: Hlavním požadavkem je vysoká kmitočtová stabilita a stálost z důvodu požadované maximální časové stálosti NF obálky sin220T, generované dekodérem v taktu hodinových impulsů. Pro samotnou realizaci bude použito monolitického krystalového oscilátoru QO105BIC60MH s pracovním kmitočtem 60MHz.

•

Blok dekodéru: V taktu hodinových impulsů z generátoru bude postupně vyčítat na výstupu vzorky funkce sin22T / sin220T z paměti. Jejich hodnoty v amplitudě (resp. v kvantovací hladině) jsou shodné, pouze se liší v délce taktu vyčítání. Dále bude z důvodu vysokého vzorkovacího kmitočtu 60MHz pro funkci sin22T požadováno minimální možné reakční zpoždění výstupu v závislosti na změně vstupního hodinového signálu. Proto bude pro obvodovou realizaci zvolena „rychlejší“ varianta CPLD obvodu XC9536XL-10PC44C s reakční dobou přeběhu (čili zpožděním reakce výstupu v závislosti na změně vstupu) 10ns. Pozn.: Vzorkovací kmitočet 60MHz pro sin22T se bude získávat ze vstupu krystalového oscilátoru. Z něj se také bude odvozovat softwarovou děličkou kmitočtu 6:1 (realizovanou uvnitř CPLD) vzorkovací kmitočet 10MHz pro NF obálku sin220T.

MAZÁNEK David

List: 18/74

Diplomová práce

sin22T

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T •

Blok D/A převodníku: Realizuje digitálně / analogovou konverzi mezi vstupním binárním vyjádřením (posloupností log. úrovní H a L) na výstupní schodovitý průběh funkce sin22T / sin220T. Kvůli malému počtu hladin (10ti výstupních úrovní) bude převod realizován nelineární váhovou rezistorovou sítí. Tím dojde jednak ke zlevnění celkové realizace, kdy místo integrovaného D/A převodníku s 256 hladinami (pro náš účel jejich zbytečně moc) použijeme odporové sítě a vyhneme se tak i nemalé kvantovací chybě. Ta by se výrazně podepsala na zkreslení průběhu realizované funkce, což by bylo nežádoucí.

•

Blok výstupního rekonstrukčního filtru: Jeho úkolem bude ze schodovité funkce na výstupu D/A převodníku vyfiltrovat nežádoucí kmitočtové složky vzniklé diskretizací signálu. Tím dojde k vyhlazení výsledného tvaru realizované funkce. Díky přesnému ohraničení kmitočtové spektra měřícího signálu na předem definovaný kmitočtový rozsah, nebudou na strmost výstupního filtru kladeny vysoké požadavky. To umožňuje aplikaci pasivního filtru nižšího řádu, čímž dochází opět ke konstrukčnímu zjednodušení a i zlevnění. Bude použita Butterworthova dolní propust.

•

Blok napěťového sledovače: V našem případě se používají ve funkci impedančního přizpůsobení bloků (realizovaného generátoru), u nichž by mohlo docházet k nežádoucímu vzájemnému ovlivňování funkce. Jde zejména o přechod na výstupu rekonstrukčních filtrů a také na výstupu generátoru harmonického signálu. Sledovač je charakteristický definovaným napěťovým přenosem AU = 1. Pro náš účel bude použito integrovanými operačními zesilovači (dále OZ) v neinvertujícím zapojení. Teoreticky by ještě připadalo použití unipolárního tranzistoru JFET.

•

Blok generátoru harmonického signálu: Slouží jako zdroj nemodulované nosné VF složky signálu sin220T. Je zde opět kladen požadavek nejen na vysokou kmitočtovou, ale i tvarovou stabilitu harmonického signálu. Od jeho průběhu se jednak odvozuje reset obvodu CPLD pro opakování, tak i tvar výsledného generovaného signálu sin220T. Nemalou měrou se tedy podílí na jeho zkreslení. Pro tyto vysoké nároky bude vhodné použití krystalového zpětnovazebního oscilátoru (tranzistorového nebo zapojení s OZ). V úvahu připadá i možnost připojení externího harmonického funkčního generátoru.

•

Blok tvarovače a děliče kmitočtu: Má za úkol zajistit možnost pozorování stabilního obrazu průběhu, čili periodický reset pro obvod CPLD. Ten se odvozuje z výše uvedeného generátoru harmonického signálu, který je tvarovačem převeden na požadovaný obdélníkový průběh impulsů. Následuje blok děliče, který jej vydělí na požadovaný kmitočet pro reset. Tím je také zajištěno pozorování statického obrazu průběhu vždy se stejnou fází odvozené od VF složky nemodulovaného sin220T. Bude možno použít např. Schmittova klopného obvodu a asynchronního čítače.

•

Blok AM modulátoru: Ten poslouží k promodulování vstupní VF harmonické nosné složky sin220T průběhem NF složky sin220T s hloubkou modulace 100%. Bude možno použít některé z variant integrovaného obvodu.

•

Blok sumačního zesilovače: Realizuje (dle vztahu 3.4) samotnou definici výsledného výsledného signálu sin220T, tj. sečtení NF a VF složky. Jeho další neméně důležitou funkcí je impedanční přizpůsobení výstupu ke vstupu dalšího z některých TV zařízení, tj. na 75Ω. Realizován bude vhodným OZ v neinvertujícím zapojení.

MAZÁNEK David

List: 19/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7. REALIZACE DÍLČÍCH BLOKŮ 7.1 Blok generátoru taktovacích impulsů Jakožto první element blokového schématu generátoru sin22T / sin220T bude vytvářet vstupní hodinový signál pro CPLD, v jehož taktu se budou na výstupu CPLD vyčítat jednotlivé vzorky generovaných průběhů. Pro náš účel bude možné použít monolitické součástky krystalového oscilátoru s požadovaným kmitočtem 60MHz Ten bude vytvářet taktovací kmitočet pro průběh sin22T složený s 21ti časových vzorků, čili s periodou základny impulsu T0 = 320ns. Pro NF složku sin220T (složený také těmito 21ti časovými vzorky) se základnou T0 = 2µs je potřebný hodinový kmitočet 10MHz. Ten získáme softwarovou děličkou kmitočtu v CPLD (realizovanou 2-bitovým čítačem) s dělícím poměrem 6:1. Z katalogu součástek byl vybrán krystalový oscilátor QO105BIC60MH (QO = Quartz Oscilator). Ten nám zajistí vysokou kmitočtovou stabilitu (± 100ppm), což je pro náš účel více než žádoucí. Pro úplnost uvádím katalogové údaje součástky: Tab. 7.1: Katalogové údaje krystalového oscilátoru QO105BIC60MH Parametr Hodnota Tolerance kmitočtu (20°C) Stárnutí Pracovní teplota Pracovní napětí

± 100ppm ± 5ppm/rok 0 až 70°C 5 ± 0,5V

Obr. 7.1: Fyzické rozměry QO105BIC60MH + zapojení vývodů (převzato z [9])

MAZÁNEK David

List: 20/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.2 Blok dekodéru Než přistoupím k samotnému koncepčnímu návrhu tohoto bloku, bude zde nejprve nutné osvětlit volbu vzorkovacího kmitočtu 60/10MHz pro signály sin22T / sin220T. Při výpočtu vycházím s časové definice, kdy pro sin22T je základna T0 = 320ns a sin220T má T0 = 2µs. Z požadavku větší přesnosti (dle [3]) generovaných měřících signálů budeme tedy uvažovat realizaci pomocí 21ti časových vzorků na impuls základny T0. Tomu pak odpovídají výše uvedené taktovací kmitočty. Dále je nutné stanovit poměrné velikosti dílčích 21ti vzorků časového průběhu. Fakt, že jde tvarově o dva stejné měřící průběhy (pouze rozdílně „časově“ roztažené), nám umožňuje použít vypočtené poměrné velikosti vzorků v obou případech, pouze s rozdílnou rychlostí vyčítání (dle vzorkovacího kmitočtu)z dekodéru CPLD. Vypocet pomernych velikosti dilcich 21-ti vzorku v programu MathCAD v.12: −9

... sirka impulsu sin22T na urovni jeho polovicni amplitudy

T := 160⋅ 10 α :=

π

... argument funkce

2⋅ T −9

t := 0 , 16⋅ 10

−9

... casova osa t na < 0; T0 > s krokem ∆t=16ns pro 21 vzorku

.. 320⋅ 10

f2T( t) := sin ( α ⋅ t)

2

... definice impulsu sin22T v casove oblasti

t =

1

f2T ( t )0.5

0 0

1 .10

7

2 .10

7

3 .10

7

4 .10

t

Obr. 7.2: Casovy prubeh sin22T

vektor diskretnich vzorku casu t a distretni pomerne velikosti f2T impulsu sin22T ------------------>

7

f2T( t) = 0 1.6·10-8 3.2·10-8 4.8·10-8 6.4·10-8 8·10-8 9.6·10-8 1.12·10-7 1.28·10-7 1.44·10-7 1.6·10-7 1.76·10-7 1.92·10-7 2.08·10-7 2.24·10-7 2.4·10-7 2.56·10-7 2.72·10-7 2.88·10-7 3.04·10-7 3.2·10-7

0 0.024 0.095 0.206 0.345 0.5 0.655 0.794 0.905 0.976 1 0.976 0.905 0.794 0.655 0.5 0.345 0.206 0.095 0.024 0

Výpočet poměrných velikostí vzorů byl proveden pro impuls sin22T. Vycházel jsem opět s časové definice impulsu dle vztahu (3.4). Jak bylo již výše uvedeno, pro NF složku signálu sin220T budou platit stejné poměrné velikosti vzorků, pouze s jinou časovou osou t na intervalu < 0; 2µs> s krokem ∆t = 0.1µs.

MAZÁNEK David

List: 21/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Nyní přistoupíme k samotné koncepční realizaci bloku dekodéru. Z celé škály možných integrovaných obvodů dostupných na trhu bude pro náš účel nejvhodnější sáhnout po některé z variant programovatelných logických obvodů PLD (Programmable Logic Device). Obecně se dnešní číslicové subsystémy realizuji pomocí tzv. číslicových obvodů základních řad (např. MH7400 – 4x dvouvstupové hradlo NAND), mikrokontrolérů (jednočipů – např. řada 8051,…) a nebo obvodů PLD. Obvody základních řad se hojně využívali cca. v 70 letech, kdy nastával „boom“ číslicového zpracování signálů. Jejich výhodou byla poměrně velká rychlost reakce a snadná dostupnost, nevýhodou nízký stupeň integrace a nutná změna zapojení při změně funkce obvodu. Právě tato negativa jsou pro dnešní rozsáhlé aplikace nemyslitelná. Mikrokontroléry se v současnosti hojně používají pro nejrůznější aplikace. Jejich přednosti jsou zejména velká univerzálnost, nízká cena a možnost poměrně složité algoritmizace. Zaostávají však svou nižší reakční rychlostí, kdy k odezvě výstupu na změnu vstupu je potřeba několik instrukčních cyklů. Právě z tohoto důvodu není možné použít jednočipu pro požadovanou realizace bloku dekodéru. Obvody PLD resp. CPLD jsou ve srovnání s jednočipy méně univerzální, avšak disponují vysokou reakční rychlostí, což je pro náš účel žádoucí. S přihlédnutím k složitosti realizované funkce byl zvolen obvod XC9536XL-10PC44C fy Xilinx. Jde o CPLD (Complex PLD ≈ složité PLD s blokovou strukturou) z řady XC9500XL se sníženým napájecím napětím 3,3V. Základní bloková struktura obvodů XC9500XL je patrná viz. Obr. 7.3.

Obr. 7.3: Základní bloková struktura obvodů řady XC9500XL (převzato z [4])

MAZÁNEK David

List: 22/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Obvod se skládá ze tří základních bloků (dle [4]): 1. Funkční blok – ten představuje programovatelný logický obvod se strukturou PAL (FB) (programovatelné pole AND, pevné OR). Disponuje 54 vstupy do pole AND, jenž umožňuje vytvořit až 90 součinových termů. Ty se dle potřeby (resp. dle realizované funkce) přiřazují alokátorem termů jednotlivým makrobuňkám MC. Těch je v jednom funkčním bloku 18, definují počet výstupů bloku (do RPM) a počet odpovídajících řídících signálů OE (Output Enable) vedených do V/VB pro řízení výstupních třístavových zesilovačů. Pozn.: MC = Macro Cell = makrobuňka 2. Rychlá propojovací matice – připojuje signály na vstupy FB, odvádí výstupní signály (FastCONNECT) z makrobuněk MC a z bloků V/V. Každý ze signálů pak (RPM) může být přiveden na vstup kteréhokoliv FB přičemž zpoždění všech signálů je stejné. Dále umožňuje tzv. dvojitou zpětnou vazbou vytvářet tzv. skryté makrobuňky, které mají pouze vstupní vývod a výstupní není vyveden. Ten je pak využit je pouze jako vnitřní signál CPLD. 3. Vstupně výstupních bloky – tvoří rozhraní mezi V/Vpiny a vnitřní logikou obvodu CPLD. (V/VB) Obsahuje třístavový zesilovač, jenž umožňuje konfigurovat jednotlivé vývody jako vstupní, výstupní, obousměrné nebo prostřednictvím řídícího OE do stavu vysoké impedance.

Tímto byla vysvětlena základní funkce obvodu CPLD rodiny XC9500XL.Bližší informace lze vyčíst z [4] nebo [10]. Konkrétní obvod XC9536XL-10PC44C obsahuje 2 funkční bloky (2x18MC) s celkovým počtem makrobuněk 36, což je pro realizovanou funkci dostačující. Proto označení XC9536. Dále zkratka XL značí sníženou hodnotu napájecího napětí 3,3V. Číslice 10 značí maximální zpoždění signálu z vývodu na vývod v ns, čili max kmitočet 100MHz (to by platilo u obvodů SPLD - např. GAL16V8, kde všechny signály procházejí dráhu od vstupu přes programovatelné pole AND a makrobuňkám výstupu – přímou cestou). Pro náš účel je potřebný vzorkovací kmitočet 60MHz, což odpovídá periodě vzorkování 16,66ns. Pro obvody CPLD je však nutné vzít v potaz složitější konfiguraci (resp. složitější vnitřní zapojení – zpětné vazby, kaskádování termů prostřednictvím alokátoru u obvodu CPLD oproti SPLD) zapojení a časové parametry zjistit jinak, než simulací není dost dobře možné. Simulací v programu ISE Webpack 8.2i byl zjištěn max možný kmitočet 71,5MHz pro daný obvod a danou realizovanou funkci. Vhodnější by tedy bylo zvolit „rychlejší“ verzi obvodu se zpožděním 5ns. Ta je však hůře dostupná na našem trhu, proto pro praktickou realizaci volím „pomalejší“ verzi obvodu se zpožděním 10ns, která je dle simulace ještě s jistou rezervou dostačující pro náš účel. Ještě pro úplnost ve značení obvodu : PC44 symbolizuje plastikové pouzdro s 44 piny ( resp. vývody) pro povrchovou montáž (např. na výrobní lince ve fabrice). My využijeme možnosti výhody použití patice pro klasickou montáž (pro ruční pájení).

MAZÁNEK David

List: 23/74

Diplomová práce


Typ obvodu Typ pouzdření + počet pinů Rychlost (zpoždění pin to pin) Pracovní rozsah teploty TA

Obr. 7.4: Příklad pouzdření a značení obvodu (převzato z [15])

Následně uvádím některé katalogové hodnoty obvodu: Tab. 7.2: Vybrané katalogové hodnoty obvodu XC9536XL-10PC44C Značení Popis Minimum

Maximum

Maximální hodnoty (jejichž překročení může vést ke zničení součástky) VCC VIN

Napájecí napětí vůči zemi (GND) -0,5V Vstupní napětí vůči zemi (GND) -0,5V Typické hodnoty (při běžném provozu)

4,0V 5,5V

Napájecí napětí vnitřní logiky a vstupů 3,0V 3,6V Napájecí napětí výstupních budičů 3,0V 3,6V Pracovní teplota C = Commercial 0°C 70°C I = Industrial -40°C +85°C Vstupní napětí v log. úrovni L 0,0V 0,8V VIL Vstupní napětí v log. úrovni H 2,0V 5,5V VIH Výstupní napětí 0V VCCIO VO Výstupní napětí v log. úrovni L 0,4V VOL Výstupní napětí v log. úrovni H 2,4V VOH Typický napájecí proudu (pro f=60MHz) 43mA 43mA ICC Pozn.: VO … maximální rozsah napětí jenž může výstup nabývat ICC … hodnota proudu odebíraná z napájecího zdroje při f=60MHz a High -performance modu (defaultní - běžná spotřeba) VCCINT VCCIO TA

Jak je vidět, obvod umožňuje rozdílné napájecí napětí vnitřní logiky (spolu s vstupními buffery) VCCINT a jiné napětí VCCIO výstupních budičů. Záleží pro jakou aplikaci (zapojení výstupu) má být obvod využit. Více lze vyčíst viz [15]. Pro nás je podstatné, že na vstup CPLD lze přivést napětí 5V (z krystalového oscilátoru). Výstupní budiče budou zatíženy D/A převodníkem tvořeným rezistorovou sítí o ohmické hodnotě 1kΩ. Lze předpokládat výstupní napětí blízké VCCIO, čili cca. 3,3V. Dále uvádím výpis rozmístění vývodů (pinů) obvodu XC9536XL pro realizovanou funkci dekodéru. Jak je vidět, automaticky jsou vyvedeny piny pro rozhraní JTAG, jenž umožňuje programování CPLD přímo v systému ISP (InSystemProgrameable), s využitím hraničního testu (Boundary Scan). Výpis rozmístění pinů z programu ISE Webpack– viz. Obr. 7.5.

MAZÁNEK David

List: 24/74

Diplomová práce


Legenda: KPR = nevyužité V/V piny VCC = kladný potenciál napájecího napětí (3,3V) GND = „zemnící“ potenciál napájecího napětí (0V) Txx = piny testovacího a programovacího rozhraní JTAG clk_60 = vstup taktovacího kmitočtu 60MHz clk_sel = vstup selekce taktovacího kmitočtu 60MHz/10MHz data<xx> = výstupní datové piny

Obr. 7.5: Rozmístění vývodů obvodu CPLD pro realizovanou funkci dekodéru

Zdrojový kód programu realizované funkce dekodéru (spolu s podrobným komentářem) v jazyku VHDL z prostředí simulačního programu ISE Webpack (fy Xilinx) uvádím v Příloze 1 na konci projektu z důvodu značné rozsáhlosti. Lze z něj vyčíst strukturu softwarově realizované děličky kmitočtu 6:1 (realizované 2-bitovou sčítačkou a multiplexerem pro volbu vzorkovacího kmitočtu). Ta nám zajišťuje potřebný taktovací kmitočet 10MHz pro signál sin22T, jenž je aktivní pokud vstupní selektivní signál clk_sel = log. “0”. Dále můžeme vypozorovat kód dekodéru z pravdivostní tabulky výstupních dat. Zde stojí ještě za povšimnutí 11.bit výstupních dat (data<11>), který je použit pro rozlišení stavů v případě stejné velikosti výstupních vzorků. Dekodér je řízen vstupním asynchronním resetem pro opakování čítacího cyklu, čili pro možnost kontinuálního pozorování generovaného impulsů sin22T/ sin220T např. na osciloskopu. Nakonec Přílohy 1 jsem také vložil odsimulované časové průběhy impulsů sin22T/ sin220T v prostředí grafického rozhraní programu ModelSim 6.2c (fy Xilinx).

MAZÁNEK David

List: 25/74

Diplomová práce


7.3 Blok D/A převodníku Jak bylo již výše zmíněno (viz. 6. NÁVRH DÍLČÍCH BLOKŮ), jeho úkolem je realizovat konverzi (čili převod) mezi vstupním binárním vyjádřením (posloupností log. úrovní H a L) na výstupní schodovitý průběh funkce sin22T / sin220T. V tomto případě by bylo asi nejjednodušší použít některý z rozsáhlé škály integrovaných obvodů D/A převodníků nabízených na trhu. Bylo by to ovšem trošku nešetrné opatření, neboť se tyto obvody používají na složitější (resp. rozsáhlejší) realizace konverzí, kde je potřeba velkého počtu výstupních kvantovacích hladin (typicky 256 při 8mi bitovém převodu). My využijeme té skutečnosti, že potřebujeme generovat relativně jednoduchý průběh (pouze o 10ti kvantovacích hladinách) měřícího signálu a pro tento účel bude vhodnější použít nelineární převodní D/A váhovací rezistorovou síť. Tím se také vyvarujeme kvantizační chybě, která by nemalou měrou zatížila zkreslení výsledného generovaného signálu. Zapojení rezistorové váhovací sítě na výstup obvodu XC9536XL-10PC44 je patrný viz Obr. 7.6. Síť je tvořena 10ti rezistory (R1 až R10), pro každou dílčí napěťovou úroveň jeden. Operační zesilovač (OZ) a napěťovým přenosem A = 1 převádí součet dílčích příspěvků proudů z jednotlivých větví na odpovídající napětí na zátěži Rz.

Obr. 7.6: Zapojení rezistorové váhovací sítě na výstup obvodu CPLD Při výpočtu ohmických hodnot rezistorové sítě bude nutné započítat i výstupní odpor obvodu CPLD, který je pro logickou výstupní úroveň H – RoH = 44,83Ω a úroveň L – RoL = 28,57Ω. Tyto hodnoty byly odečteny z výstupních VACH charakteristik obvodu viz. aplikační datasheety [15]. V počátečních úvahách budeme při návrhu vycházet z jednoduchého schématu – viz. Obr. 7.7. V daném jednom dílčím stavu výstupu CPLD představuje rezistor RoHc součet rezistorů fixovaných k logické úrovni H a rezistor RoLc součet rezistorů fixovaných k úrovni L. Rezistor Rz = 1kΩ představuje zátěž. Jak je hned na první pohled patrné, jedná se o zatížený napěťový dělič, jehož výstupní napětí U2 je definováno vztahem: RoLc ⋅ Rz

U2 := U1 ⋅

RoLc + Rz

 RoLc ⋅ Rz  RoHc +    RoLc + Rz 

MAZÁNEK David

.

(7.1)

List: 26/74

Diplomová práce


Obr. 7.7: Zjednodušené principielní zapojení zatíženého napěťového děliče Takto znázorněná situace bude principielně odpovídat jednomu z možných stavů výstupu CPLD. Pro různé kombinace stavů se bude měnit poměr rezistorů RoHc a RoLc, což zapříčiní změnu výstupního napětí U2 na zátěži Rz. Hodnotu Rz zvolím 1kΩ vzhledem k linearitě výst. VACH charakteristik obvodu CPLD viz. [15]. Je žádoucí, aby se tato hodnota pro jednotlivé kombinace výstupů měnila jen minimálně s přihlédnutím k následujícímu bloku výstupního rekonstrukčního filtru (z hlediska impedančního přizpůsobení). Ten je pro tuto hodnotu (1kΩ) navržen. Toho docílíme vhodnou volbou napěťového přenosu AU, které tímto volíme 0,5. Jde o úvahu založenou na principu Theveninova teorému, kdy impedanční přizpůsobení napěťového zdroje s vnitřním odporem Ri vzhledem k zátěži Rz bude docíleno pokud Ri = Rz.Více či méně jde spíše o formální záležitost, neboť při praktické realizace použijeme OZ pro impedanční přizpůsobení k výstupnímu filtru. Pro praktický výpočet budeme vycházet ze vztahu (7.1). Jeho matematickou úpravou se dostaneme ke vztahu k němuž patří i následující zapojení: AU :=

RoHc RoHc +

1 Rz

.

(7.2)

+ RoLc

Obr. 7.8: Podrobné schéma zapojení pro výpočet ohmických hodnot rezistorové sítě

MAZÁNEK David

List: 27/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T V tomto obvodovém zapojení jsou již všechny komponenty potřebné pro výpočet. V závislosti na poloze jednotlivých přepínačů (Sw) logických úrovní (H v horní poloze a L v dolní) dochází k převodu na výstupní napětí U2 na zátěži Rz. Např.: Ve stavu 1 – všechny přepínače jsou v logické úrovni H, odpor RoHc je dán sumou paralelních kombinací RoH + Ri i∈ <1;10>, odpor RoLc se neuplatní. Ve stavu 2 – přepínač Sw1 je v úrovni L, ostatní v H, odpor RoHc je dán sumou paralelních kombinací RoH + Ri i∈ <2;10>, odpor RoLc je dán RoL + Ri i∈ <1;1>. Ve stavu 2 – přepínače Sw1 a Sw2 je v úrovni L, ostatní v H, odpor RoHc je dán sumou paralelních kombinací RoH + Ri i∈ <3;10>, odpor RoLc je dán RoL + Ri i∈ <1;2>. atd. až : Ve stavu 10 – přepínače Sw1 až Sw9 je v úrovni L, Sw10 v H, odpor RoHc je dán sumou paralelních kombinací RoH + Ri i∈ <10;10>, odpor RoLc je dán RoL + Ri i∈ <1;9>.

Vypocet hodnot rezistoru nelinearni vahovaci site v programu MathCAD v.12: ORIGIN := 1

 1     0.976   0.905   0.794    0.655   p :=  0.5     0.345   0.206   0.095     0.024 

Given

Au := 0.5

... napet zesileni

Rz := 1000

... odpor zazeze

Pocatecni odhady hodnot R1 az R10:

RoH := 44.83

... vystupni odpor CPLD v H

RoL := 28.57

... vystupni odpor CPLD v L

R1 := 10000

R6 := 7000

R2 := 9000

R7 := 8000

R3 := 8000

R8 := 9000

R4 := 7000

R9 := 10000

R5 := 6000

R10 := 11000

Pozn.: p ... vektor pomernych velikosti dilcich vzorku

... zacatek soustavy rovnic

1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + + R1 + RoH R2 + RoH R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 + RoH Au ⋅ p = 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + + + R1 + RoH R2 + RoH R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 + RoH Rz

1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + R2 + RoH R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 Au ⋅ p = 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + + R2 + RoH R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 + RoH

MAZÁNEK David

List: 28/74

1 + RoH 1 1 + Rz R1 + RoL

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 + RoH Au ⋅ p = 3 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + + + R3 + RoH R4 + RoH R5 + RoH R6 + RoH R7 + RoH R8 + RoH R9 + RoH R10 + RoH Rz R1 + RoL R2 + RoL

atd. až :

1 R10 + RoH Au ⋅ p = 10 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 + + + + + + + + + + R10 + RoH Rz R1 + RoL R2 + RoL R3 + RoL R4 + RoL R5 + RoL R6 + RoL R7 + RoL R8 + RoL R9 + RoL

R := Minerr( R1 , R2 , R3 , R4 , R5 , R6 , R7 , R8 , R9 , R10 )

... konec soustavy rovnic, iteracni funkce Minerr pro vypocet neznamych metodou tecen

Vysledne hodnoty rezistoru:

0 1 2 3 R= 4 5 6 7 8 9

0 4.163·104 1.405·104 8.97·103 7.154·103 6.409·103 6.406·103 7.146·103 8.957·103 1.403·104 4.158·104

Celkovy vystupni odpor pri nejvetsi (odpov. RHc) a nejmensi (odpov. RLc) hodnote vystupniho napeti:

 10 RHc :=  ∑  i = 1

( Ri + RoH)

 10 RLc :=  ∑  i = 1

( Ri + RoL)



−1

− 1

 



− 1

 

3 RHc = 1 × 10

−1 RLc = 998.007

Tímto jsme získali ohmické hodnoty hledaných rezistorů nelineární váhovací sítě. Z výpočtu celkového výstupního odporu při největší (odpov. RHc) a nejmenší (odpov. RLc) hodnotě výstupního napěti (při nichž dochází k největší chybě výstupního odporu), je patrná odchylka 2Ω. Ta je z hlediska impedančního přizpůsobení následujícího bloku, tj. výstupního rekonstrukčního filtru zanedbatelná a nijak jeho funkci v podstatě neovlivní. Jak bylo již výše uvedeno jde spíše o formální správnost věci, neboť pro praktickou realizaci bude použito impedanční přizpůsobení (resp. oddělení) OZ. Vypočtené hodnoty rezistorů budou složeny ze 3 rezistorů řady E24 s co největší přesností: R1 = 36k + 5k6 + 30R = 41,630k R2 = 13k + 1k + 51R = 14,051k R3 = 8k2 + 750R + 20R = 8,970k R4 = 6k8 + 330R + 24R = 7,154k R5 = 6k2 + 200R + 10R = 6,410k R6 = 6k2 + 180R + 27R = 6,407k R7 = 6k8 + 330R + 16R = 7,146k R8 = 8k2 + 750R + 10R = 8,960k R9 = 13k + 1k + 30R = 14,03k R10 = 39k + 2k4 + 180R = 41,58k

MAZÁNEK David

List: 29/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.4 Blok výstupního rekonstrukčního filtru Ten bude mít za úkol ze schodovité funkce (jejíž spektrum je periodické) na výstupu D/A převodní váhovací rezistorové sítě vyfiltrovat nežádoucí kmitočtové složky vzniklé diskretizací signálu. Tím dojde k vyhlazení výsledného tvaru realizované funkce. Právě proto se tomuto filtrů říká rekonstrukční, neboť obnovuje „žádoucí“ hladký průběh funkce, jakoby před diskretizací. Jde o dolnopropustní filtr s mezním kmitočtem fDP, jehož volba závisí na charakteru spektra vzorkovaného (resp. rekonstruovaného) signálu s ohledem na vzorkovací kmitočet fVZ. Kmitočet fDP se musí volit vhodně tak, že v propustném pásmu (čili do kmitočtu fDP) jsou dominantní kmitočtové složky určující generovaný signál a zároveň na kmitočtu fVZ musí být dostatečný útlum, aby nedocházelo k prosakování periodizovaných složek spektra. Díky přesnému ohraničení kmitočtové spektra měřícího signálu na předem definovaný kmitočtový rozsah, nebudou na strmost výstupního filtru kladeny vysoké požadavky. To umožňuje aplikaci pasivního filtru nižšího řádu, čímž dochází opět ke konstrukčnímu zjednodušení a i zlevnění. Pro naši věc bude postačující použit Butterworthova kaskádního dolnopropustního LRC filtru 4. řádu. Je pro něj typické minimální zvlnění v propustném pásmu, což není vůbec ke škodě. Principielní schéma zapojení je patrné viz. Obr. 7.9.

Obr. 7.9: Principielní schéma zapojení Butterworthova LRC filtru 4. řádu Jelikož je úkolem navrhnout generátor měřících signálů sin22T / sin220T, bude potřeba pro každý z nich navrhnout výstupní rekonstrukční filtr zvlášť, neboť mají rozdílné kmitočtové specifikace: Pro signál sin22T – omezení kmitočtového spektra generovaného signálu (dle Obr. 7.10) je 6MHz a vzorkovací kmitočet 60MHz => volba fDP = 6,5MHz Pro signál sin220T – omezení kmitočtového spektra NF složky generovaného signálu (dle Obr. 7.11) je 500kHz a vzorkovací kmitočet 10MHz => volba fDP = 600kHz V obou případech volby fDP je ponechána určitá rezerva pro dosažení menšího útlumu v okolí kmitočtů 6MHz a 500kHz.

MAZÁNEK David

List: 30/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Pro samotný návrh budu vycházet z literatury [5], odkud byli převzaty vztahy a koeficienty pro kmitočtové a impedanční normování: Vypocet hodnot prvku vystupniho reonstrukcniho filtru v programu MathCAD v.12: Pro signal sin22T: l1 := 0.7654 c1 := 1.8478 l2 := 1.8478 c2 := 0.7654

... normovane koeficienty (pro utlum –3dB) pro prepocet

R1 := 100 R2 := 100

... zvolene hodnoty vstupniho (R1) a vystupniho (R2) odporu filtru 6

fDP := 6.5⋅ 10

L1 := C1 :=

... zvoleny mezni kmitocet

l1⋅ R1

−6

L1 = 1.874 × 10

2⋅ π⋅ fDP

− 10

c1 2⋅ π⋅ fDP⋅ R1

C1 = 4.524 × 10

... vypoctene hodnoty dilcich prvku

L2 :=

C2 :=

l2⋅ R2

−6

L2 = 4.524 × 10

2⋅ π⋅ fDP c2 2⋅ π⋅ fDP⋅ R2

− 10

C2 = 1.874× 10

Pro signal sin220T: R1 := 1000

R2 := 1000 3

fDP := 600⋅ 10 L1 := C1 :=

... zvolene hodnoty vstupniho (R1) a vystupniho (R2) odporu filtru

... zvoleny mezni kmitocet

l1⋅ R1 2⋅ π⋅ fDP c1 2⋅ π⋅ fDP⋅ R1

−4

L1 = 2.03 × 10

− 10

C1 = 4.901 × 10

... vypoctene hodnoty dilcich prvku

L2 :=

C2 :=

l2⋅ R2 2⋅ π⋅ fDP c2 2⋅ π⋅ fDP⋅ R2

MAZÁNEK David

−4

L2 = 4.901 × 10

− 10

C2 = 2.03 × 10

List: 31/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Pro výše vypočtené hodnoty součástek jsem v OrCADu odsimuloval pro názornost frekvenční charakteristiky filtrů pro signály sin22T / sin220T.

-0

(6.0319M,-1.9072)

-40

-80

(60.037M,-77.402)

-120 100Hz 1.0KHz dB(V(OUT)/V(IN))+6

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

100MHz

Frequency

Obr. 7.10:

Frekvenční charakteristika výstupního filtru pro signál sin22T

-0

(498.869K,-956.798m)

-50

-100

(10.000M,-97.762)

-150

-200 100Hz 1.0KHz dB(V(OUT)/V(IN))+6

10KHz

100KHz

1.0MHz

10MHz

Frequency

Obr. 7.11:

Frekvenční charakteristika výstupního filtru pro signál sin220T

Jak je vidět v obou případech, do kmitočtu fDP je útlum rekonstrukčního filtru minimální a na frekvenci vzorkovacího kmitočtu fVZ je značný. To jsou požadované vlastnosti filtrů.

MAZÁNEK David

List: 32/74

Diplomová práce

100MHz

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.5 Generátor harmonického signálu Oscilátor (čili generátor harmonických kmitů funkce sinus) tvoří „srdce“ celého zapojení generátoru měřících signálů sin22T / sin220T. Jde o autonomní (samovolný) obvod vytvářející požadované tvarové kmity o frekvenci fBN = 4,43MHz. Právě ony jsou zdrojem VF složky signálu sin220T a zároveň slouží k odvození asynchronního resetu CPLD pro opakování čítacího cyklu, čili pro možnost kontinuálního pozorování generovaného impulsů sin22T/ sin220T např. na osciloskopu. Kmitočet fBN = 4,433619Mz je stanoven přesně příslušnou normou a jsou kladeny požadavky na jeho vysokou kmitočtovou stabilitu. Proto pro praktickou realizaci přichází v úvahu např. Colpittsovo zpětnovazební LC zapojení oscilátoru, kde by mohl být použit krystal Q (s kmitočtovou stabilitou až 10-6) namísto indukčnosti L (ta by umožňovala stabilitu cca. 10-4). Pro náš účel volím zpětnovazební zapojení krystalem stabilizovaného sinusového oscilátoru s AGC (Automatic Gain Control, čili s automatickým řízením zisku). Toto zapojení bude dále rozebráno. Nejprve bych však zmínil trochu teorie k zpětnovazebním oscilátorům. Teorie zpětnovazebních oscilátorů Jak bylo již výše uvedeno jedná se o autonomní zdroje harmonických kmitů. Lze na ně klást z hlediska realizace různé a většinou protichůdné požadavky. V prvé řadě jde o stanovení kmitočtového pásma, laditelnosti, stability kmitočtu, čistoty spektra a harmonického zkreslení. Z toho vyplývá následující dělení do skupin: •

Zpětnovazební RC, jenž jsou dobře laditelné v pásmu do 10MHz, se stabilitou kmitočtu až 10-4 a zkreslením 1% až 0,001%.

•

Zpětnovazební LC, ty jsou dobře laditelné do 300MHz, se stabilitou kmitočtu až 10-4 a zkreslením 1% až 0,1%.

•

Zpětnovazební krystalové oscilátory, prakticky neladitelné jakožto výbrus krystalu křemene (Si) vyráběné v pásmech do 100MHz, stabilitou 10-6 i lepší a zkreslením 1% až 0,1%.

•

Oscilátory s fázovým závěsem PLL (Phase Locked Loop) a přímou digitální syntézou DDS (Direct Digital Synthesis), jenž jsou diskrétně laditelné s jemným krokem, stabilitou 10-6 a zkreslením pod 1%. Více informací viz. [6].

Pro náš účel bude nejvhodnější zpětnovazební krystalový oscilátor a to zejména z hlediska jeho kmitočtové stability 10-6 a lepší. I jeho tvarové zkreslení je více než dostačující, ale není předmětem zkoumání. Principielní schéma zapojení je patrné viz. Obr. 7.12.

Obr. 7.12: Principielní schéma zapojení zpětnovazebního oscilátoru

MAZÁNEK David

List: 33/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T K tomu, aby se obvod stal autonomním zdrojem harmonických kmitů, je potřeba dodržet určitá kritéria. Tzv. oscilační podmínky, které vycházejí z vlastností zpětných vazeb v zesilovačích a vyjadřují vzájemnou interakci aktivního prvku – zesilovače (s komplexním přenosem A`) a zpětnovazebního členu (s komplexním přenosem β`) v kladné zpětné vazbě. Při dodržení komplexní podmínky: A` . β` = 1

(7.3)

se obvod dostává na mez stability a dochází k samovolnému kmitání obvodu, čili k oscilacím. Pro praktické účely lze komplexní podmínku rozložit na dvě „reálné“, amplitudovou:

A.β=1

(7.4)

fázovou:

ϕA + ϕβ = k . 2π ; kde k = 0, 1, 2, 3, …

(7.5).

a

Nejprve vyhodnotíme snáze dosažitelnou fázovou podmínku (7.5), jíž lze docílit v případě použití neinvertujícího širokopásmového zesilovače s ϕA = 0, pak musíme ve zpětné vazbě zajistit ϕβ = 0 pouze pro jediný kmitočet. Toho lze dosáhnout selektivní pásmovou propustí 2. řádu, a to pro rezonanční kmitočet fO. Při použití invertujícího zesilovače je nutné zapojení doplnit dalším invertorem (např. filtrem 3. řádu nebo fázovacím obvodem 2. řádu), který definuje další fázový posuv o 180° pro jediný kmitočet. Fázová podmínka nám prakticky vyjadřuje nutnost dosáhnout na výstupu Uβ zpětnovazebního členu celočíselného k-násobku fázového zpoždění periody signálu vstupního UIN. Teprve potom je možné přivádět zpětnovazební signál Uβ na vstup zesilovače ve fází se signálem vstupním UIN. Daleko větším problémem je zabezpečit amplitudovou podmínku (7.4), kdy musíme zajistit přenos modulů A a β pro oscilační kmitočet fO. Snáze lze dostavit přenos zesilovače A, proto budeme vycházet při výpočtu z přenosu zpětnovazebního členu β(fO) při oscilační kmitočtu. Pak se A = 1/β(fO). Této rovnosti musíme dostát pro dosažení ustáleného harmonického stavu. Použijeme proto mechanizmus automatické regulace (AGC) závislosti zesílení A na amplitudě výstupních oscilací UOUT. Zpočátku je nutné pro malou vstupní amplitudu UIN signálu zajistit větší zesílení A než při požadované hodnotě 1/β(fO). Tím dosáhneme odtlumení obvodu a vnikají netlumené, rostoucí kmity UOUT. V podstatě dojde k překročení amplitudové podmínky a odpovídajícímu nárůstu amplitudy napětí UOUT až do té meze, které odpovídá zesílení o hodnotě A = 1/β(fO). Zde se nárůst amplitudy zastaví a oscilátor pracuje v požadovaném ustáleném harmonickém stavu (nastává ustálené kmitání). Dojde-li k vychýlení z této rovnovážné hodnoty (např. reálnými ztrátami obvodu nebo vnějším zásahem => tlumené kmitání), je následně automaticky dostavěno do stavu přesného splnění amplitudové podmínky. V amplitudové podmínce je tedy obsažen požadavek na udržování přenosu A = 1/β(fO). Tím je obvod udržován na mezi stability, přenos A je automaticky dostavován (prostřednictvím AGC) pro vykompenzování ztrát v zapojení, nastávají oscilace. Pouze pro pořádek věci zde uvádím zjednodušené odvození oscilačních podmínek vycházející z teorie zpětných vazeb, konkrétně Blackova vztahu. V počátečních úvahách budeme opět vycházet z Obr. 7.12, kde nás zajímají pouze elementární bloky A` a β`. Zesílení napětí zesilovače bez zpětné vazby je : A=

UA U+

,

(7.6)

dále přenos zpětnovazebního členu je :

MAZÁNEK David

List: 34/74

Diplomová práce


β=

Uβ UA

,

(7.7)

a signál za součtovým členem je : U+ = UIN + Uβ => UIN = U+ - Uβ .

(7.8)

Nakonec přenos celé soustavy se zpětnou vazbou je (pozn. UOUT = UA) : UA U UA K = OUT = U = = UIN IN U+ - Uβ

UA U+ 1 - Uβ UA UA U+

=

A . 1 - β. A

(7.9)

Jak je vidět z Blackova vztahu viz. (7.9), zpětná vazba (čili jmenovatel) výrazně ovlivňuje výsledný přenos celé soustavy K. Pro nás je podstatné, kdy se (1 – A.β) = 0, pak bude celkový zisk K = ∞ v kladné zpětné vazbě, obvod na mezi stability a kmitající v ustálením harmonickém stavu. Při kladné zpětné vazbě je důležité dosáhnout K > A v našem případě až ∞. Přivedeme-li zpětnovazební signál Uβ ve fázi se vstupním signálem UIN, dojde ke zvetšení amplitudy na vstupu na hodnotu U+ = UIN + Uβ. Tím dojde ke zvětšení celkového zesílení K. Nabude-li součin A . β hodnoty 1, vzroste přenos K na nekonečnou hodnotu na stávají oscilace. Dále bych objasnil funkci obvodové realizace automatické regulace AGC závislosti zesílení A na výstupní amplitudě dle principielního schéma zapojení – viz. Obr. 7.12 (zajímají nás všechny elementární bloky). Výše byla popsána funkce aktivního bloku zesilovače A a zpětnovazebního členu β. Ty nám více či méně svou volbou a zapojením v kladné zpětné (signálové) vazbě zajišťují pouze dodržení fázové podmínky. Hůře dosažitelné amplitudové podmínky lze dostát použitím AGC. Jedná se v podstatě o parametrickou zpětnou vazbu. Prostřednictvím signálové zpětné vazby přivádíme část výstupního signálu zpět na vstup a opětovně zesilujeme. Kdežto parametrická zpětná vazba výstupní signál ve zpětnovazebním členu zpracovává (tvarově upravuje) a jako řídící signál ovlivňuje některý parametr zesilovače, v našem případě zisk A. Dle Obr. 7.12 je systém AGC obvodově realizován prostřednictvím detektoru amplitudy (usměrňovače - diody) a dolní propusti DP (ARC – OZ+RC). Velikost výstupního signálu z DP je úměrná amplitudě oscilací a parametricky řídí přenos zesilovače pro splnění amplitudové podmínky (7.4). Při návrhu filtru DP je však nutné vzít v potaz požadavek na jeho lineární funkci. Mezní kmitočet fm musíme volit dle [6] řádově 100x menší než je oscilační kmitočet fO. Tím docílíme toho, že výstupní signál z DP regulující zisk A bude měněn dostatečně pomalu v zhledem k fO. Nebude docházek ke skokovým změnám amplitudy oscilací a tím se vyvarujeme nelineárnímu zkreslení. Tento účinek nám ještě podpoří použití krystalu jakožto zpětnovazebního členu β, vyznačujícího se vysokým činitelem jakosti Q a tím i velkou kmitočtovou selektivitou.

MAZÁNEK David

List: 35/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Níže uvádím již úplné schéma zapojení zpětnovazebního krystalem stabilizovaného sinusového oscilátoru s AGC – viz. Obr. 7.13.

Obr. 7.13: Úplné zapojení zpětnovazebního krystalem stabilizovaného sinusového oscilátoru s AGC Jedná se o praktické aplikační zapojení firmy LT (Linear Technology) viz. [16]. Jako aktivní prvky jsou použity právě operační zesilovače (OZ) firmy LT, přičemž OZ LT1006 představuje běžný aktivní prvek s možným sníženým napájecím napětím až na UCC = ± 5V (v našem případě bude napájen UCC = ± 8V). Druhý použitý OZ LT1191 lze také napájet sníženým UCC = ± 5V (také bude napájen UCC = ± 8V viz. Obr. 7.13), jde o ultra-high speed (tj. ultra-velmi rychlý) aktivní člen určený specielně pro širokopásmové aplikace ve videotechnice. Vyznačuje se vysokým tranzitním kmitočtem fT = 90MHz (katalogový parametr GBW = Gain Bandwidth Product pro napěťové zesílení AU = 1 ) a tím velmi rychlým přeběhem SR = 450V/µs (parametr Slew Rate). U nás nejsou tyto OZ běžně odstupné, jedná se o „exotické“ zboží, které lze však získat (v omezeném počtu 2ks) registrací na stránkách výrobce LT (http://www.linear.com/) jakožto vzorky k otestování. Při případné praktické realizaci by bylo nutné takto postupovat a nechat si je zaslat zcela zdarma, bez jakýchkoliv poplatků, jakožto propagační vzorky. Adekvátní náhradou by LT1191 mohl být produkt firmy AD (Analog Devices) – OZ AD811 (s tranzitním kmitočtem fT = 80Mhz při

MAZÁNEK David

List: 36/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T UCC = ± 5V) v tomto projektu použitý při simulacích. Ten u nás bohužel také není běžně nedostupný, nicméně pro náš účel také myslitelný Nyní se pokusím objasnit funkci zvoleného zapojení oscilátoru – viz. Obr. 7.13. „Srdcem“ celého obvodu je krystalový oscilátor X1 s oscilačním kmitočtem fO = 4,433619MHz v sériovém spojení s R9 = 1kΩ, tvořící zapojení sériového rezonančního obvodu (SRO) v kladné zpětné vazbě OZ LT1191. Krystalový oscilátor X1 je v podstatě výbrus krystalu křemíku s vývody z hermeticky uzavřeného pouzdra. Přivedeme-li střídavé napětí na elektrody rezonátoru, nastane nasazení mechanických kmitů krystalového výbrusu. Amplituda mechanických kmitů bude maximální, jestliže kmitočet ladícího elektrického napětí bude roven vlastnímu mechanickému rezonančnímu kmitotu destičky oscilátoru. Změna amplitudy mechanických kmitů se projevuje jako změna elektrické impedance – viz.Obr. 7.14 c) (převzato z [6]).

Obr. 7.14: Krystalový oscilátor: a) schématická značka; b) náhradní schéma; c) kmitočtová závislost impedance. Z kmitočtové závislosti lze vypozorovat, že krystal vykazuje dva lokální extrémy. Nejmenší hodnoty dosahuje impedance při sériové rezonanci fS, naopak při paralelním fP je největší. Oba kmitočty leží velmi blízko u sebe. Zamyslíme-li se nad průběhem vypozorujeme, že při fS a v blízkém okolí vykazuje krystal vlastnosti analogické se sériovým rezonančním obvodem (SRO – uplatní se pouze RS, LS a CS ). Při fP se krystal chová jako paralelní rezonanční obvod (PRO – uplatní se i svodová kapacita CP). V našem případě je dominantním charakterem krystalu sériová rezonance, čili se uplatní sériové spojení LS a CS společně v sériové kombinaci s R9, kmitající na fS. Výstupní signál (výstupní kmity) následně přivedeme na detektor amplitudy – jednocestný usměrňovač D3, který ořeže zápornou půlvlnu oscilací. Kladné půl-kmity posléze vyfiltrujeme a zesílíme aktivní dolní propustí DP (OZ LT1006 + RC), jenž má mezní kmitočet fm << fO (min cca. 100x), pro zajištění lineární funkce. Výstup z DP nám vytváří řídící signál UGS pro regulaci „kanálového odporu RDS“ FETu. Ten představuje lineárně (parametricky) řízený „odpor“ a spolu s rezistorem R8 vytváří napěťový dělič pro regulaci zisku OZ LT1191. Takto je obvodově vyřešena parametrická zpětná vazba AGC pro zajištění amplitudové podmínky (7.4). Amplitudu výstupních oscilací lze měnit prostřednictvím R8, proto lze použit pro realizaci trimr s odpovídajícím rozsahem cca. do 50 Ω, korespondující s hodnotou RDS u FETu. Takto dostavíme amplitudu kmitů na výstupu na potřebnou hodnotu špička – špička UOUT = UP-P = cca. 8V, jenž bude zdrojem VF složky (nosné) signálů sin220T a zároveň poslouží k odvození asynchronního resetu CPLD. Nakonec bych ještě zmínil dodatek k objasnění funkce obvodu, konkrétně k referenci D1 (LM385- DC napěťová reference 1,2V) spolu s D2 v sérii tvoří jednak teplotní kompenzaci pro usměrňovač a jednak dle simulací definuje pro FET jakoby klidovou (resp. optimální) úroveň řídícího napětí UGS. Tranzistor pak není zcela otevřen ani uzavřen, je schopen vcelku

MAZÁNEK David

List: 37/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T lineárně měnit „kanálový odpor RDS“ a tím lineárně měnit zesílení OZ LT1191 a zamezit tak nechtěnému zkreslení. Dle mého odhadu a simulací by se celkové harmonické zkreslení TDH (Total Harmonic Distortion) mělo pohybovat mezi 0,1 až 1%, což pro náš účel není na škodu avšak není hlavním cílem. Tím je dosažení co největší kmitočtové stability. Použitím krystalového oscilátoru by toho mělo být docíleno. Na Obr. 7.15 jsou patrné autonomní kmity oscilátoru (simulace programu OrCAD 10.0).

TOSC = 1/fOSC = 1/(4,433.106) = 0,2256µs

Obr. 7.15: Časový průběh výstupního signálu oscilátoru UOUT Nakonec uvádím pouze pro pořádek věci několik katalogových parametrů operačního zesilovače OZ LT1191. Údaje zbývajících součástek oscilátoru jsou patrné viz. [14]. Tab. 7.3: Vybrané katalogové hodnoty OZ LT1191 Značení Popis

Minimum

Maximum

Maximální hodnoty (jejichž překročení může vést ke zničení součástky) Napájecí napětí vůči zemi (GND) Diferenční vstupní napětí (mezi svorkami + a -) Typické hodnoty (při běžném provozu)

VCC VIN

VOUT TA VOS IOS SR GBP CMR ICC

Výstupní napětí při: VCC = ±8V, RZ=1kΩ Pracovní teplota LT1191C LT1191M Vstupní napěťová nesymetrie Vstupní proudová nesymetrie Slew rate=doba přeběhu Gain bandwidth product=tranzitní kmitočet Common mode rejection=potlačení souhlasného zesílení

MAZÁNEK David

Typický napájecí proudu List: 38/74

±5V -

±9V ±6V

±6,7V 0°C -55°C 325V/µs 60dB -

150°C +150°C 5,0mV 1,7µA 90MHz 38mA

Diplomová práce

t [µs]

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.6 Tvarovač signálu a dělič kmitočtu Z výstupu oscilátoru odebíráme harmonické kmity, jejichž tvar a kmitočet bude pro účel našeho zapojení nutné upravit . Jako spouštěcí signál pro asynchronní reset CPLD (pro opakování čítacího cyklu, čili pro možnost kontinuálního pozorování generovaného impulsů sin22T/sin220T na osciloskopu) lze teprve takto upravený průběh přivést na jeho vstup. Podle typu měřícího impulsu (sin22T nebo sin220T), resp. podle délky periody impulsu (pro sin22T je základna T0 = 320ns a sin220T má T0 = 2µs) musíme vhodně zvolit kmitočet resetování CPLD. Využijeme faktu, že perioda sin220T je jen 6x delší než u sin22T a dále určité setrvačnosti pozorovaného průběhu na osciloskopu. To nám umožní stanovit stejnou periodu resetování pro oba impulsy. Nejkratší možná připadá v úvahu doba trvání základny sin220T (T0 = 2µs). Z ní vypočteme nejvyšší možný resetovací kmitočet fRST, MAX = 1/(2.10-6) = 500kHz. Přihlédneme-li jednak k určité setrvačnosti průběhu na stínítku luminoforu u osciloskopu a jednak k jisté setrvačnosti lidského oka, můžeme zvolit fRST beztrestně i cca. 10x menší, než byl určen fRST, MAX. Odvození resetovacího signálu prostřednictvím oscilací je nutné pro zajištění synchronní činnosti oscilátoru a CPLD, pro možnost pozorování stabilního a nepohyblivého průběhu impulsu na osciloskopu. Dekodér je takto spouštěn (resetován) vždy ve stejné fázi s harmonickými kmity. Jelikož sinusový průběh „analogových“ oscilací není přístupný pro spouštění „digitálního“ obvodu CPLD, bude nezbytná tvarová a kmitočtová korekce. Z konstrukčního hlediska se integrované obvody (IO) HC rodiny CMOS (High-Speed) jeví jako vhodná volba pro náš účel. Tato technologie sdružuje výhody CMOS a TTL logiky – spotřebu má srovnatelnou s CMOS a rychlost s TTL. Jejich prostřednictvím pro nás bude důležité získat v prvé řadě z harmonických kmitů tvarový obdélník (obvodem tvarovače), u něhož následně snížíme kmitočet na potřebný fRST (v děličce kmitočtů). Prakticky lze použit ve funkci tvarovače IO se Schmittovým hradlem – volím např. 74HC14, jenž obsahuje 6 invertorů se schopností transformovat pomalu se měnící vstupní signál na „strmý“ obdélník na výstupu. Následujícím blokem v řadě je dělič kmitočtu – volím např. 74HC4020. Jde o 14ti stavový binární čítač, který nám umožní v dostatečném rozsahu změnit periodu obdélníku na potřebný fRST. Oscilátor generuje záměrně kmity s UOUT = UP-P = cca. 8V = (±4V). Ty nejprve jednocestným usměrňovačem omezíme pouze na kladné půl-kmity, u nichž se Umax = cca. 4V a Umin = cca 0V (viz. Obr.7.17). Získali jsme potřebné napěťové úrovně, které posléze tvarově a kmitočtově upravíme. Schéma zapojení usměrňovače, tvarovače a děliče kmitočtu je patrné viz. Obr. 7.16, odpovídající časové průběhy pak viz. Obr. 7.17 a Obr. 7.18.

Obr. 7.16: Schéma zapojení usměrňovače, tvarovače a děličky kmitočtu

MAZÁNEK David

List: 39/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Umax

Umin

V(Dio)

V(IN)

t [µs]

Obr. 7.17: Časový průběh harmon. kmitů V(IN) a kladných půlkmitů V(Dio)

t [µs]

Obr. 7.18: Časový průběh výstupů děliče kmitočtu Ve schématu zapojení (viz. Obr. 7.16) na vstup (IN) přivádíme harmonické kmity (V(IN)) z oscilátoru o kmitočtu fO = 4,433619MHz. Následuje jednocestné usměrnění Schottkyho rychlou spínací diodou (D1-1N5819 na 40V/1,0A), kterou získáme požadované napěťové úrovně. Dále nám zbývá prostřednictvím sériového spojení dvou Schmittových invertorů obvodu 74HC14 přeměnit pomalu se měnící vstupní kmity na „strmý“ obdélník. Tím posléze časujeme (CLK)- taktujeme (s fCLK = 4,433619MHz) resp. inkrementujeme vstup binárního čítače (74HC4020), na jehož výstupu lze odebírat vydělený kmitočet v rozsahu od fCLK/20 do fCLK/214 (tj. od fCLK/2 do fCLK/16384) viz. Obr. 7.17 a Obr. 7.18. Jak bylo výše uvedeno, pro reset CPLD postačí spouštění kmitočtem řádově 10-ky kHz => postačí nám 8-bitový čítač, čili volím fCLK/28 = 4,433619MHz / 256 = 17,319kHz = fRST. Takto vytvořený fRST by již měl splňovat všechna penza pro správnou funkci spouštění dekodéru, pro stabilní a nepohyblivý průběh impulsu na osciloskopu. Dále uvádím některé důležité katalogové údaje obvodů CMOS – tvarovače 74HC14 a děliče 74HC4020.

MAZÁNEK David

List: 40/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Tab. 7.4: Vybrané katalogové hodnoty obvodu 74HC14 Značení Popis

Min

Typ

Max

Maximální hodnoty (jejichž překročení může vést ke zničení součástky) Napájecí napětí vůči zemi (GND) -0,5V Napájecí proud (Vcc proud) Typické hodnoty (při běžném provozu)

VCC ICC,MAX

Vstupní napětí Výstupní napětí Pracovní teplota Práh nástupné hrany (Vcc=4,5V) Práh sestupné hrany (Vcc=4,5V) Hysterézé (Vcc=4,5V) Zpoždění ze vstupu A na výstup Y Doba hrany Klidový pracovní proud (TA=25°C)

VI VO TA VT+ VTVH tPHL/tPLH tTHL/tTLH ICC

0V 0V -40°C 1,2V 0,5V 0,4V -

+5V -

+7,0V 50mA

+25°C 1,41V 0,85V 0,56V 15ns 7ns -

Vcc Vcc +85°C 1,9V 1,2V 25ns 15ns 2,0µA

Obr. 7.19: Hysteréze IO 74HC14

Obr. 7.20: Rozmístění PINů a logických hradel v IO 74HC14

MAZÁNEK David

List: 41/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Tab. 7.5: Vybrané katalogové hodnoty obvodu 74HC4020 Značení Popis Min

Typ

Max

Maximální hodnoty (jejichž překročení může vést ke zničení součástky) Napájecí napětí vůči zemi (GND) -0,5V Napájecí proud (Vcc proud) Typické hodnoty (při běžném provozu)

VCC ICC,MAX VI VO TA fmax tW tR , tF tPHL/tPLH tTHL/tTLH ICC

Vstupní napětí Výstupní napětí Pracovní teplota Maximální hodinový kmitočet (Vcc=4,5V) Minimální šířka (doba) pulsu pro CLK, RST (Vcc=4,5V) Maximální doba náběžné R a sestupné F hrany na vstupu (Vcc=4,5V) Zpoždění ze vstupu A na výstup Y (Vcc=4,5V) Doba hrany (Vcc=4,5V) Klidový pracovní proud (Ucc=6,0V; TA=25°C)

+5V -

+7,0V 50mA

0V 0V -55°C -

+25°C -

Vcc Vcc +125°C 30MHz

-

-

15ns

-

-

500ns

-

-

17ns

-

-

15ns

-

-

4,0µA

Obr. 7.21: Časové parametry IO 74HC4020

Výstup Nezměněn Inkrement Všechny výstupy v L

Obr. 7.22: Rozmístění PINů a pravdivostní tabulka IO 74HC4020

MAZÁNEK David

List: 42/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.7 AM modulátor Předposledním blokem v řadě u navrhovaného generátoru specielních měřících signálů bude amplitudový modulátor. Poslouží nám k promodulování vstupní VF harmonické nosné (kmitů oscilátoru s fVF = 4,433619MHz) složky sin220T průběhem NF složky sin220T (se základnou TNF = 2µs => fNF = 500kHz) s hloubkou modulace 100%. Vstupní VF kmity představují nosný signál modulace, NF složka sin220T modulační signál, pak na výstupu AM modulátoru budeme odebírat VF složku složeného impulsu sin220T. Ten v posledním bloku (v součtovém zesilovači) generátoru sečteme společně s NF složkou sin220T (generovanou CPLD) a získáme tak výsledný a požadovaný složený impuls sin220T. Neboť AM modulátor představuje v podstatě analogovou násobičku, bude vhodné sáhnout při obvodové realizaci k některé formě integrovaných vyvážených modulátorů. Tímto si poměrně usnadníme práci při srovnání s diskrétní (tranzistorovou) formou realizace modulátoru. Dobře dostupný a za levný peníz k mání, lze v našich obchodech sehnat integrovaný modulátor MC1496. Jde o jednoduchý analogový obvod hojně používaný v rozhlasových a TV přijímačích. Pro náš účel by dobře posloužil také např. TV video modulátor LM1889 firmy National Semiconductor. Ten je však v našich končinách nedostupný a navíc by jeho možnosti nebyly plně využity pro v našem zapojení. Dále se tedy budu věnovat rozboru a popisu funkce IO MC1496. Monolitický integrovaný modulátor MC1496 se používá všude tam, kde výstupní napětí je dáno součinem vstupního modulačního napětí (SIGNAL) a měnící se nosné (CARRIE). Mezi typické aplikace patří vyvážení s potlačenou nosnou, AM modulace, synchronní a FM detekce a v neposlední řadě fázová detekce. Dle katalogu dále objasním některé všeobecné (důležité) parametry týkající se použití obvodu: -„průnik“ nosné (carrier feedthrough): je definován jako napětí na výstupu, kdy máme připojenu pouze nosnou na vstupu, modulační signál je nulový. - potlačení nosné (carrier suppression): je definováno na výstupu, jako poměr postranního pásma a nosné pro specifické napěťové úrovně nosné a modelačního signálu na vstupu.

Nyní bych přistoupil k popisu funkce samotného obvodu MC1496. Při tom budu vycházet z vnitřní struktury IO – viz. Obr. 7.23. Vycházím z [14].

A1 A2

A3 A4

A5

A7

A6

A8

Obr. 7.23: Zapojení vnitřní struktury MC1496

MAZÁNEK David

List: 43/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Jak je vidět, jde o tranzistorovou integrovanou strukturu diferenčních zesilovačů. První (A1 a A2) a druhý (A2 a A3) diferenční stupeň tvoří tzv. aktivní (kolektorovou) zátěž třetího (řídícího) běžného rozdílového spojení (A5 a A6) s tranzistorovými proudovými zdroji (A7 a A8). Výstupní kolektory (Output) A1 až A4 jsou spojeny křížením (kaskodově) tak, že umožňují dosáhnout vyváženého součinu dvou vstupních napětí (Carrier a Signal). Matematickou analýzou výstupního spektra bychom zjistili obsah součtových a rozdílových (intermodulačních) složek dvou vstupních kmitočtů – nosné fC a modulačního signálu fS. Podle velikosti přiváděného vstupního signálu pracuje horní čtveřice tranzistorů (A1 až A4) buď v lineárním (odporovém) režimu nebo v saturaci (jako zdroje proudu). Řídící stupeň (A5 a A6) pracuje ve většině aplikací v lineárním modu. Budeme-li stupně A1 až A4 budit vysokou vstupní úrovní nosné (> 25mVP-P) do saturace, naopak A5 a A6 nízkou úrovní modulačního signálu do lineárního režimu, pak na výstupu dostaneme ve spektru kromě intermodulačních produktů – fC ± fS s dostatečně potlačenou fC také nežádoucí vyšší harmonické nosné 2.fC, 3.fC, atd. Ty eliminujeme tím, že A1 až A4 vybudíme nízkou úrovní nosné (≤ 25mVP-P) také do lineárního režimu, který nám zase na druhou stranu sníží zesílení (poklesne kolektorový odpor aktivní zátěže) a způsobí kolísání výstupního signálu (nedostatečné potlačení nosné). Proto volím dle katalogového doporučení [14] vstupní úroveň nosné 10mVRMS (= 25mVP-P) pro optimální potlačení nosné fC o 66dB a nosné na dvojnásobném kmitočtu 2.fC o 45dB. Vstupní úroveň modulačního NF impulsu sin220T volím opět dle katalogu 300mVRMS (= 776mVP-P). Požadované vstupní úrovně VF nosné (oscilací) a modulačního signálu (NF impulsu sin220T) nastavíme prostřednictvím pasivního (rezistorového) děliče napětí, případně potenciometrem. První (A1 a A2) a druhý (A2 a A3) diferenční stupeň, pracující s nosnou (Carrier), nemají zavedenou zápornou (emitorovou) zpětnou vazbu. Hraniční vstupní hodnota nosné pro lineární režim je přibližně právě zvolených 25mVP-P. Tím budeme mít tedy zajištěno dostatečné potlačení vyšších harmonických nosné. Řídící diferenční zesilovač (A5 a A6) umožňuje externím vyvedením záporné zpětné vazby (připojením potenciometru RE mezi Gain Adjust) dostatečně potlačit nosnou. Nastavováním RE dosáhneme vyvážení proudů v řídícím stupni. Limitní hodnotu napěťové úrovně (modulačního signálu) pro lineární režim řídícího zesilovače (A5 a A6) lze dle katalogu určit výpočtem jako (převzato z [14]): US = RE . I5 ;

(7.10)

kde I5 = I1(proudy do PINů 5 a 1) za podmínky, že bázové proudy jsou zanedbatelné a tranzistory stejné. Napěťový přenos modulačního signálu ze vstupu na výstup je dán dle katalogu následující Tab. 7.6: Napěťový zisk a výstupní frekvence

MAZÁNEK David

List: 44/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Tabulka stanovuje napěťový přenos prvního (A1 a A2) a druhého (A2 a A3) diferenční stupeň, při nízko-úrovňovém buzení modulačního signálu (US), pro různé varianty buzení nosné (UC) – stejnosměrné SS (DC) nebo střídavé (AC), případně nízko-úrovňové (low-level) do lineárního režimu nebo vysoko-úrovňové (high-level) do saturace. Pro náš případ je směrodatný třetí řádek v Tab. 7.6. Nosná je střídavá (AC) a nízkonapěťová (low-level), na výstupu tomu odpovídají intermodulační produkty fC ± fS bez dalších nežádoucích vyšších harmonických nosné. Všechny vzorečky pro výpočet napěťového zisku jsou uvedeny pro případ jedno-svorkového připojení RL (mezi výstupní PIN 6 a zem GND nebo mezi PIN 12 a GND). Pro diferenční zapojení RL (mezi PINy 6 a 12) je zapotřebí vynásobit výrazy pro přenos 2-ma. V tabulce jsou pro výpočet nutné některé doplňující parametry: RL (load resistance) … zatěžovací rezistor, RE (emitter resistance) … emitorový rezistor (mezi PINy 2 a3), re (transistor dynamic emitter resistance) … dynam. rezistor emitor. přechodu re = 26mV / I5(mA) při teplotě 25°C, K = 1.380658.10-23 J/K …Boltzmann. konstanta, q = 1,6021892.10-19 C … elementární náboj elektronu, T … teplota v Kelvinech.

Monolitický obvod MC1496 byl primárně navržen pro různorodé rozhlasové a TV aplikace. Vyznačuje se zejména svou univerzálností v použití pro různé pracovní mody a různá pracovní napětí podle konkrétní potřeby. Jeho všestranné možnosti použitelnosti jsou na druhou stranu vykoupeny nutností nastavit pracovní režim prostřednictvím značného počtu externích součástek. Právě rozborem nastavení pracovního modu do funkce vyváženého AM modulátoru (pro náš účel) bych se dále zabýval. Nejprve bych však uvedl již konkrétní zapojení (katalogově doporučené) modulátoru – vhodné a zneužité pro náš účel – viz. Obr. 7.24. Převzato z [14].

Obr. 7.24: Schéma zapojení MC1496 ve funkci vyváženého AM modulátoru

MAZÁNEK David

List: 45/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Níže uvádím výpis nejpotřebnějších rovnic a podmínek všeobecného návrhu, které je potřeba uvažovat při jakékoliv aplikaci integrovaného modulátoru MC1496. Vztahy lze univerzálně použít pro různá napájecí napětí a rozdílné pracovní mody, podmínky. •

Prvně je nutné nastavit pracovní proud: Vnější klidové proudy se nastavují prostřednictvím proudu vtékajícího do PINu 5 (I5). Předpokládejme, že: I5 = I6 = I12, (7.11) IB << IC u všech tranzistorů (bázové proudy se zanedbají). Pracovní proud I5 tedy protéká přes propustně polovaný PN přechod (v sérii s rezistorem 500Ω) do PINu 14. Ten se v aplikacích (viz. datasheet obvodu MC1496) připojuje k zápornému potenciálu napájecího napětí (VEE = -8V) a nebo se rovnou uzemní (na GND). V prvém případě se I5 nastavuje připojeným rezistorem R5 vedeným na zem, v druhém případě je I5 určen rezistorem R5 vedeným ke kladnému potenciálu napájecího napětí (VCC = 12V). Hodnotu setovacího rezistoru R5 lze stanovit výpočtem jako: V - VPN R5 = EE - 500Ω, I5 kde:

(7.12)

VEE = -8,0V … záporný potenciál napájecího napětí, VPN = 0,75V … saturační napětí diody (PN přechodu).

Všeobecně doporučovaná hodnota proudu I5 = 1mA. •

Dále je při potřeba uvažovat klidové výstupní napětí: To je dáno vztahem: V6 = V12 = VCC – I5 . RL .

(7.13)

Tento vztah nám říká, že klidové výstupní napětí je dáno poklesem kladného napájecího napětí VCC o úbytek napětí na zátěži RL, protékané pracovním proudem I5. •

Nakonec musíme zajistit napěťové předpětí: Obvod MC1496 potřebuje pro svou činnost externě nastavit 3 stejnosměrná klidová (pracovní) předpětí. Pravidla pro nastavení těchto 3 úrovní zajišťují udržování minimálního napětí 2,0V na přechodu kolektor-báze u všech tranzistorů, dokud není překročeno: 30 VDC ≥ [(V6, V12) – (V8, V10)] ≥ 2,0 VDC , 30 VDC ≥ [(V8, V10) – (V1, V4)] ≥ 2,7 VDC , 30 VDC ≥ [(V1, V4) – (V5)] ≥ 2,7 VDC .

(7.14)

Předpokládá se platnost: V6 = V12 , V8= V10 a V1= V4. Vstupní klidové proudy tekoucí do PINů 1, 4, 8 a 10 jsou bázovými proudy tranzistorů. Ty mohou být zanedbány, pokud externí napěťový dělič ( pro zajištění potřebného předpětí ) bude navržen na proud alespoň 1mA nebo větší. MAZÁNEK David

List: 46/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Na závěr zde uvádím výsledky simulace obvodu MC1496 v zapojení vyváženého AM modulátoru. Schéma zapojení MC1496 pro simulaci v OrCADu 10.0, časový průběh výstupního napětí (bez D1 a s D1) a spektrum výstupního signálu (bez D1) jsou patrné viz. Obr. 7.25, 7.26, 7.27 a 7.28.

Obr. 7.25: Schéma zapojení MC1496 jako AM modulátoru pro simulaci v OrCAD 10.0

Obr. 7.26: Časový průběh výstupního napětí při simulaci v OrCADu 10.0 (bez D1)

MAZÁNEK David

List: 47/74

Diplomová práce


Obr. 7.27: Časový průběh výstupního napětí při simulaci v OrCADu 10.0 (s D1)

Obr. 7.28: Spektrum výstupního signálu při simulaci v OrCADu 10.0 (bez D1)

MAZÁNEK David

List: 48/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Pro simulaci bylo zapotřebí vytvořit vlastní knihovnu s modelem integrovaného obvodu MC1496. Program OrCAD 10.0 v základním rozhraní knihoven součástek tímto prvkem nedisponuje. Schéma pro simulaci odpovídá téměř bezezbytku zapojení modulátoru z Obr. 7.24. Problém spočívá v tom, že na vstupu MC1496 nebylo možné zajistit kontinuální modulační signál přesného tvaru NF impulsu sin220T (digitálně generovaného), a to z důvodu nedostačujících možností programu OrCAD 10.0. Místo něj byla zvolena aproximace prostřednictvím jednocestného usměrňovače D1. Ten nám vytváří kladné půlvny odpovídající přibližnému tvaru modulačního NF impulsu sin220T. Pro názornost jsem simulaci provedl prvně bez usměrňovače D1 (modulace harmonickým signálem f=500kHz), kvůli správnému nastavení AM modulátoru (simulaci odpovídá Obr. 7.26 a 7.28). Posléze s aplikací usměrňovače D1, tomu koresponduje časový průběh na Obr. 7.27. Ten už na výstupu tvarově „přibližně“ odpovídá VF složce sin220T. V tomto případě slouží simulace pouze k demonstrativním účelům a nelze ji brát zcela v potaz. Lze z ní však vypozorovat správnou a požadovanou funkci obvodu pro náš účel. Pro pořádek věci uvádím na závěr některé důležité katalogové údaje odvodu MC1496-viz.Tab. 7.7. Tab. 7.7: Vybrané katalogové hodnoty obvodu MC1496 Značení Popis

Min

Typ

Max

Maximální hodnoty (jejichž překročení může vést ke zničení součástky) ∆V

Používaná napětí

-

-

30V

-

-

Maximální pracovní proud Typické hodnoty (při běžném provozu)

-

+5V, ±(5+I5Re) 10mA

(V6 – V8, V10 – V1, V12 – V8, V12 – V10, V8 – V4, V8 – V1, V10 – V4, V6 – V10, V2 – V5, V3 – V5) V8 – V10, V4 – V1

I5 VOUT TA ICC IEE

Diferenční vstupní napětí

Pracovní výstupní napětí Pracovní teplota (MC1496B) Napájecí proud: I6 +I12 I14

-40°C -

8VP-P +25°C 2mA 3mA

+125°C 4mA 5mA

Obr. 7.29: Rozmístění PINů obvodu MC1496

MAZÁNEK David

List: 49/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.8 Sumační zesilovač Jako poslední stupeň generátoru měřících signálů sin22T/sin220T vystupuje v blokovém schématu (viz.Obr. 6.1) součtový zesilovač, jehož hlavním úkolem bude sečíst „digitálně“ generovanou NF (jasovou) a amplitudově modulovanou VF (barvonosnou) složku složeného impulsu sin220T. Prakticky nám realizuje lineární součet dílčích složek dle definičního vztahu (3.4). Sekundárním úkolem zesilovače bude impedančně přizpůsobit výstup generátoru k „normované“ TV impedanci 75Ω a zároveň zajistit na jeho výstupu možnost plynulé regulace amplitudy složeného impulsu sin220T asi do 1V. Minimální úroveň impulsu se nastaví prostřednictvím odporových trimrů na vstupu řádově na hodnotu 50mV. Tato úroveň se nastaví jak pro NF, tak pro VF složku na vstupu. Součtem dostaneme vstupní impuls s amplitudou opět cca. 50mV, kterou zesílíme na výstupní 1V (na přizpůsobené zátěži 75Ω). Sumátor nám musí tedy zajistit potřebné zesílení v rozsahu cca. 1 až 40 (40 . 50mV = 2V hned na výstupu OZ a 1V na přizpůsobené zátěži 75Ω) regulovatelným lineárním potenciometrem ve zpětné vazbě. Vzhledem k nutnosti přenášet ze vstupu na výstup VF složku s kmitočtem nosné 4,433619MHz bude na místě použít při realizaci některý ze širokopásmových OZ neinvertujícím zapojení. Volím tedy opět aktivní prvek LT1191, jenž byl použit v bloku harmonického oscilátoru a svou funkcí je přímo pro video-aplikace předurčen. Použité schéma zapojení neivertujícího OZ uvádím viz. Obr. 7.30.

Obr. 7.30: Schéma neinvertujícího zapojení sumačního zesilovače LT1191 Na vstup IN1 přivádím NF složku a na IN2 VF složku složeného impulsu sin220T. Při modelování NF impulsu jsem opět využil aproximace jednocestným usměrňovačem, který realizuje přibližný tvar kladné harmonické půl-vlny. Amplitudy obou složek se αP1A – krát u NF a αP1B – krát u VF sníží prostřednictvím odporových trimrů na požadovanou minimální úroveň (50mV). Díky uzemnění trimrů jsou výstupy za přizpůsobením Butterworthova filtru (NF výstup) a modulátoru MC1496 (VF výstup) zatíženy stále stejnou zátěží P1A = P1B = 100kΩ, i při jejich přelaďování. Na neinvertujícím vstupu OZ LT1191 dojde k aktivnímu, lineárnímu součtu dílčích složek a následnému přenesení zesilovačem LT1191 s nastaveným zesílením (prostřednictvím P2) na výstup. Přenos stupně je dán následujícím vztahem: AOZ = 1 + R2 +P2 . R1 MAZÁNEK David

(7.15)

List: 50/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Rezistor R2 = 100Ω plní ve zpětné vazbě funkci pojistky zajišťující, že výstup nebude zkratován na invertující vstup při nastavení P2 na téměř 0Ω. Hodnota R2 je ve srovnání s P2,MAX = 50kΩ zanedbatelná, na výsledné zesílení AOZ má minimální vliv a lze ji tedy zanedbat. Ve funkci impedančního přizpůsobení užívám na výstupu LT1191 rezistoru R3 = 68Ω (hodnota nejbližší možná z řady), který zajistí „normování“ k TV impedanci 75Ω (k R4). Na výstupu pak dostáváme napětí dané vztahem: UOUT = UIN1 . αP1A . (1 +

R2 +P2 R2 +P2 R1 ) + UIN2. αP1B . (1 + R1 ) ;

(7.16)

kde : UOUT … výstupní napětí – složený impuls sin220T (na R4), UIN1 … vstupní NF složka impulsu sin220T, UIN2 … vstupní VF složka impulsu sin220T, αP1A, αP1B = RSET/RMAX … přepočetní konstanta odporových trimrů.

RMAX RSET

Obr. 7.31: Vysvětlení přepočetních konstat trimrů Níže uvádím výsledky simulace operačního zesilovače LT1191 ve funkci sumačního aktivního prvku. Časové průběhy vstupní NF složky V(IN1), VF složky V(IN2) a výstupního složeného impulsu sin220T jsou patrné viz. Obr. 7.32 a 7.33.

V(IN1)

V(IN2)

Obr. 7.32: Časové průběhy vstupní NF a VF složky sin220T

MAZÁNEK David

List: 51/74

Diplomová práce


Obr. 7.33: Výstupní složený impuls sin220T na přizpůsobené zátěži R4 = 75Ω Závěrem uvádím rozmístění PINů OZ LT1191 – Obr. 7.34. Vybrané katalogové parametry jsou uvedeny v kapitole 7.5 – Tab. 7.3.

Obr. 7.34: Rozmístění PINů operačního zesilovače LT1191

Stejného principu impedančního přizpůsobení a regulace zesílení amplitudy výstupního impulsu sin22T bude použito na výstupu Butterworthova filtru.

MAZÁNEK David

List: 52/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 7.9 Stabilizační obvody napájení Koncepční návrh generátoru měřících signálů sin22T/sin220T dle podrobného blokového schématu na Obr. 6.1 byl dohotoven a prostřednictvím simulací ověřen požadavek na správnou funkci jednotlivých částí. Jelikož jde o laboratorní přípravek, svou konstrukcí poměrně složitý (rozmanitý co se týče použitých integrovaných obvodu a tím i potřebných různých napájecích napětí), bude nutná unifikace (sjednocení) napájení dílčích obvodů na symetrické napájecí napětí ±15V ze stabilizovaného laboratorního zdroje (dle požadavků). Pro tento účel se nejlépe hodí tříbodové stabilizátory napětí. Jedná se o velmi frekventovaně používané monolitické obvody aplikované v mnoha praktických zapojeních. Mezi nejběžnější řady sériových stabilizátorů patří obvody 78xx a 79xx, jenž jsou využité i pro náš účel v zapojení. Symbolika značení 78xx poukazuje na stabilizátory kladného napětí, 79xx na záporné napětí, přičemž xx značí jmenovitou hodnotu výstupního napětí. Dále ve stručnosti vysvětlím základní princip těchto obvodů. Vycházím z [13]. Principielní blokové schéma tříbodového stabilizátoru napětí uvádím na Obr. 7.35 níže.

Obr. 7.35: Principielní blokové schéma tříbodového stabilizátoru napětí Pro správnou funkci stabilizátoru jakožto celku, musíme pro sériový výkonový prvek zajistit na vstupní svorce IN vyšší potenciál napětí oproti výstupní svorce OUT, neboť regulace (resp. stabilizace) výstupního pracovního napětí vyžaduje rozdíl potenciálů. Právě tento rozdíl napětí spolu s odebíraným výstupním proudem nám určuje velikost výkonu, který se ve stabilizátoru mění bez užitku na teplo (výkon spotřebovaný samotným stabilizátorem) a musí být z něj odváděn. Typický minimální vyžadovaný rozdíl potenciálů pro obvody řady 78xx je stanoven na 2V. Na OUT snímáme odchylky výstupního napětí prostřednictvím proměnného děliče napětí. Snímaný signál následně srovnáváme v diferenčním stupni s referenčním napětím. Jejich rozdíl (chybu) dále zesílíme a přivedeme na vstup sériového regulačního

MAZÁNEK David

List: 53/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T prvku jako parametrický řídící signál, jenž mění jeho odpor. Jinak řečeno odchylka výstupního (snímaného) napětí od napětí na referenčního nám řídí odpor sériového regulačního prvku. Ten obsahuje mimo jiné obvod pro omezení výstupního proudu. Po přivedení vstupní napětí na svorku IN nám startovací obvod zajistí spuštění stabilizátoru jakožto zdroje konstantního napětí na výstupu OUT s definovaným maximálním proudovým zatížením, dle konkrétní řady. Monolitický stabilizátor je dále doplněn o obvody tepelné a přepěťové ochrany, jenž zabraňují jeho zničení. Tepelná nám zabraňuje poškození při nadměrném a dlouhodobém ohřevu obvodu, kdy se vzrůstající teplotou roste klidový proud. Přepěťové omezení se aktivuje při překročení jmenovitého vstupního napětí. Dále bych přistoupil ke konkrétnímu obvodovému řešení stabilizace napětí pro navržený generátor měřících signálů sin22T/sin220T. Tříbodové sériové stabilizační obvody nám tedy budou zajišťovat stabilní (konstantní) napájecí napětí pro integrované obvody (dle katalogových doporučení UCC jednotlivých IO). Obvody generátoru musíme napájet 5-ti různými stejnosměrnými napětími (4 kladná a 1 záporné), přičemž směrodatným ukazatelem bude celkový odebíraný proud v dané větvi stabilizátoru. Při výpočtech (viz. Tab. 7.8) vycházím z katalogových hodnot typického odběru proudu jednotlivých integrovaných obvodů. Tab. 7.8: Odběr proudů stabilizátorů pro dílčí napájecí napětí Napájení Obvod Odběr proudu +12V větev +8V větev

+5V větev +3,3V větev

-8V větev

modulátor MC1496

4mA

zesilovač LT1191

6 x 32mA = 192mA

zesilovač LT1006

0,5mA

krystal QO 60MHz

16mA

tvarovač 74HC14

5mA

dělič 74HC4020

5mA

dekodér XC9536XL

43mA

modulátor MC1496

5mA

zesilovač LT1191

6 x 32mA = 192mA

zesilovač LT1006

0,5mA

Celkem ve větvi 4,0mA 192,5mA

26,0mA 43,0mA

197,5mA

Napájení větví +12V, +8V a +5V nám obstarají standardní stabilizátory řady 78xx (7812, 7808, 7805) s maximálním proudovým zatížením na výstupu 1A, dostupné v pouzdře TO220. Pouzdro je částečně kovové a umožňuje dodatečnou instalaci chladiče podle celkových výkonových ztrát stabilizátoru, přičemž pro teplotu okolí 25°C vychází maximální ztrátový výkon asi 2 W (pro TO-220). Maximální ztrátový výkon tedy závisí výhradně na provedení pouzdra. Z hlediska proudového omezení 1A a s přihlédnutím k maximálním výkonovým ztrátám (2W) pouzdra TO-220 by zvolené stabilizátory měli být pro náš účel dostačující. Navíc obsahují obvod elektronické pojistky proti případnému zkratu a přetížený výstupu OUT. Takto je zamezeno případnému zničení součástky. Praktické zapojení tříbodového sériového stabilizátoru řady 78xx pro kladné napětí uvidím na Obr. 7.36. (převzato z katalogu).

MAZÁNEK David

List: 54/74

Diplomová práce


Obr. 7.36: Praktické zapojení tříbodového stabilizátoru řady 78xx pro kladné napětí Stabilní napětí v napájecí větvi +3,3V zajistíme „Low Drop“ obvodem LF33CV s maximálním výstupním proudem 1A a opět v pouzdře TO-220. Low drop stabilizátory charakterizuje možnost „nízkého rozdílu“ potenciálu výstupu vůči vstupu, typicky 0,45V (ve srovnání s řadou 78xx s minimálním požadovaným rozdílem 2V). Tím máme mimo jiné zajištěnu nižší výkonovou ztrátu a teoreticky i delší životnost. Stabilizátory obsahují opět zkratuvzdorné, tepelné a přepěťové ochranné obvody. Dále uvádím praktické zapojení tříbodového „Low Drop“ stabilizátoru LF33CV spolu s rozmístěním PINů u pouzdra TO-220 na Obr. 7.37.

+

Obr. 7.37: Dále uvádím praktické zapojení tříbodového „Low Drop“ stabilizátoru LF33CV spolu s rozmístěním PINů u pouzdra TO-220 Jediné záporné napájecí napětí ve větvi –8V obstaráme standardním stabilizátorem řady 79xx (7908) s maximálním proudovým zatížením na výstupu 1A, opět v pouzdře TO-220. Narozdíl oproti stabilizátorům kladného napětí nejsou záporné stabilizátory určeny pro chod naprázdno. Navíc musíme pro zaručení katalogových údajů zajistit na výstupu odběr minimálně –5mA, čehož je v našem případě dosaženo – viz. Tab. 7.8. Níže uvádím praktické zapojení tříbodového sériového stabilizátoru řady 79xx pro záporné napětí společně s rozmístěním PINů u pouzdra TO-220 na Obr. 7.38.

MAZÁNEK David

List: 55/74

Diplomová práce


+

+

Obr. 7.38: Praktické zapojení tříbodového sériového stabilizátoru řady 79xx pro záporné napětí společně s rozmístěním PINů u pouzdra TO-220 U všech stabilizátorů musíme zapojovat filtrační kondenzátory co nejblíže k pouzdru, teprve potom budeme mít zaručeno minimální rušení. Dále uvádím již celkové schéma zapojení stabilizačních obvodů pro generátor sin22T/sin220T – viz. Obr. 7.39. IO

IS

Obr. 7.39: Schéma zapojení stabilizačních obvodů generátoru sin22T/sin220T

MAZÁNEK David

List: 56/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Na závěr zde uvádím výpočty předpokládaných výkonových ztrát v jednotlivých větvích stabilizátoru. Ztráty pro daný stabilizátor jsou dány součinem rozdílu potenciálů vstupního a výstupního napětí společně s odebíraným celkovým výstupním proudem. Jelikož se v našem případě jedná o sériové zapojení 4 stabilizátorů v kladné napájecí větvi, budeme muset na výstupu každého stabilizátoru uvažovat tři proudy – IQ, IO a IS, jejichž součtem dostaneme celkový výstupní odběr. Proud IQ představuje klidový proud stabilizátoru (katalogový údaj), který se přičítá k výstupnímu proudu IO, odebíranému napájenými obvody v dané větvi. IS je proud, jenž odebírá sériové spojení zbylých stabilizátorů na výstupu – viz. Obr. 7.39. Celkové výstupní proudy pro danou větev jsou tedy dány: ILF33 = IQ,LF33 +IO,LF33 = 5mA + 43mA = 48mA, I7805 = IQ,7805 + IO,7805 + IS,LF33 = 8mA + 26mA + 48mA = 82mA, I7808 = IQ,7808 + IO,7808 + IS,7805 = 8mA + 192,5mA + 82mA = 282,5mA, I7812 = IQ,7812 + IO,7812 + IS,7808 = 8mA + 4mA + 282,5mA = 294,5mA, I7908 = IQ,7908 +IO,7908 = -6mA - 197,5mA = -203,5mA. Celkové výkonové ztráty na jednotlivých stabilizátorech pak budou dány: PLF33 = (5V – 3,3V). 0,048A = 0,0816W, P7805 = (8V – 5V). 0,082A = 0,246W, P7808 = (12V – 8V). 0,283A = 1,132W P7812 = (15V – 12V). 0,295A = 0,885W P7908 = (– 15V – 8V) . (– 0,204A) = 1,428W Otázkou ale zůstává, zda bude zapotřebí použití chladiče pro odvod tepla z pouzdra polovodičového stabilizátoru? Budeme tedy řešit prostup tepla pouzdrem polovodiče do okolí, zda ztrátový výkon PD přepočtený na teplotu polovodičového přechodu TJ rozptýlíme v dostatečné míře do okolí s teplotou TA = 25°C. Míru prostupu tepla z polovodičového přechodu do okolí udává tzv. tepelný odpor ΘJA [°C /W] (JA - junction - ambient transition = přechod polovodič - okolí). Pro zvolené pouzdro TO-220 nabývá ΘJA hodnoty 60°C/W. Přepočetní vztah mezi tráveným ztrátovým výkonem PD a teplotou TJ polovodičového stabilizátoru je dán jako: PD =

TJ,MAX - TA , ΘJA

(7.17)

kde: TJ,MAX …nejvyšší teplota polovodiče, které může být dosaženo aniž by došlo ke zničení. Křemík má tuto teplotu kolem 150°C. Právě proto volí většina výrobců polovodičových (křemíkových) součástek limitní pracovní teplotu cca. 125°C (jistá rezerva).

MAZÁNEK David

List: 57/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Ze vztahu 7.17 si snadno odvodíme vzorec pro výpočet teploty přechodu TJ stabilizátoru s největší výkonovou ztrátou (stabilizátor 7908): TJ = PD,7908 . ΘJA + TA = 1,428W . 60°C/W + 25°C = 110,7°C. Vypočtenou pracovní teplotou „nejzatíženějšího“ stabilizátoru 7908 jsme se sice tak tak, ale vešli do rozmezí pracovních teplot (dle Tab. 7.9) => použití chladiče tedy nebude nutné. Pro pořádek věci uvádím na konec vybrané katalogové údaje jednotlivých stabilizátorů-viz.Tab. 7.9.

Tab. 7.9: Vybrané katalogové hodnoty jednotlivých stabilizátorů Stabilizátor LF33CV 7805 7808 Údaj 3,3 5 8 Výstupní napětí UO [V] 6 4 4 Tolerance výstup. Napětí δUout [%] 16 35 35 Maximální vstup. Napětí UIN,MAX [V] 0,45 2,0 2,0 Min. rozdílové napětí UIN – UOUT [V] 5 8 8 Klidový proud IQ [mA] 1 1 1 Maximální výstup. Proud IOUT,MAX [A] 125 125 125 Pracovní teplota TJ,MAX[°C]

MAZÁNEK David

List: 58/74

7812

7908

12

-8

4

4

35

35

2,0

2,0

8

-6

1

1

125

125

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T 8. ZHODNOCENÍ PŘESNOSTI GENEROVANÉHO SIGNÁLU Kvůli charakteru generovaných signálů sin22T / sin220T, kdy se jedná o speciální měřící signály pro aplikace TV techniky, je důležitým parametrem přesnost jejich generování. Pro náš účel budu vycházet z literatury [3], kdy pro jejich generování bylo využito 11-ti časových vzorků v 6-ti napěťových úrovních. Dle požadavků, je mým úkolem zlepšení přesnosti generovaných testovacích signálů. Z logické domněnky lze usoudit, že by toho mohlo být dosaženo zvětšením počtu časových vzorků a tím i zvětšení počtu napěťových úrovní na jeden impuls testovacího signálu. Když přihlédnu k hardwarovým možnostem použitého CPLD (XC9536XL-10PC44), jenž má k dispozici max. 36 možných výstupů. Ty představují max. možný počet generovaných napěťových úrovní. S přihlédnutím k těmto okolnostem volím tedy počet časových vzorků 21 v 11-ti napěťových úrovních. Dále bude za úkol pomocí simulace ověřit, k jakému případnému zlepšení přesnosti dojde. Pro účel simulace bylo zvoleno prostředí programu OrCAD 10.0. Jako zkoumaný signál byla zvolena NF složky sin220T o standardně definované délce 2µs. Pro doposud navrženou část obvodu, tj. krystal z něhož vychází taktovací signál 10MHz pro obvod CPLD, dále D/A nelineární rezistorový převodník a výstupní rekonstrukční filtr s fm=600kHz. Pro tuto posloupnost bloků bylo sestaveno ekvivalentní schéma pro účely simulace – viz Obr. 8.1.

Obr. 8.1: Ekvivalentní schéma pro simulaci Jelikož simulátor OrCAD neumožňuje časově dynamickou, ale pouze statickou analýzu (tj. nelze v něm realizovat postupné vyčítání vzorků z CPLD v rytmu taktu a sledovat na výstupu rekonstrukčního filtru odezvu), byly digitální bloky: krystalu -> obvodu CPLD -> D/A převodníku nahrazeny analogovým ekvivalentem – zdrojem V1. Jedná se o napěťový zdroj po částech lineární (součástka VPWL), který má dle zadané cesty v textovém souboru (*.txt) uloženy předem vypočítané, časové a napěťové vzorky odpovídající přibližně průběhu na výstupu D/A převodníku. Pro náš účel je tato náhrada postačující. Nyní přistupme k samotné simulaci. Srovnávat budeme přesnost aproximace mezi 11ti a 21ti časovými vzorky s referenčním signálem, který má 201 časových vzorků. Ten lze povazovat za velmi přesný. Hodnoty pro jednotlivé případy jsem si předem vypočetl a uložil do textového souboru (*.txt). Časový průběh signálu na vstupu IN (tj. schodovitá funkce) a výstupu rekonstrukčního filtru OUT (tj. vyhlazený průběh) jsou patrné viz. Obr. 8.2.

MAZÁNEK David

List: 59/74

Diplomová práce


IN

OUT

Obr. 8.2: Časový průběh signálu (21 vzorků) na vstupu IN a výstupu rekonstrukčního filtru OUT Ukazatelem přesnosti pro nás bude střední kvadratická odchylka 11ti a 21 vzorkové aproximace od referenční (tj. 201 vzorkové). Jak je vidět z Obr. 8.2, projeví se zde vlastnosti „reálného“ pasivního filtru. Dochází zároveň ke zpoždění a roztažení vstupního signálu na výstupu. Proto, abychom mohli porovnávat signály na kterých se podepsaly stejné „vztažné, reálné“ vlastnosti filtru budeme srovnávat na výstupu filtru stejně zpožděné i roztažené aproximace 11ti, 21ti i referenční 201 vzorkové. Na výstupu filtru jsem tedy pro dílčí aproximace v 10 náhodných (avšak časově stejných pro jednotlivé aproximace) bodech (t1 až t10), rozložených „rozumně“ podél celého (nenulového) pulsu odečetl 10 jednotlivých napěťových úrovní (u1 až u10) pro těchto 10 náhodných bodů u dílčích aproximací. Tab. 8.1: Odečtené úrovně (u1 až u10) pro jednotlivé časové vzorky (t1 až t10) dílčích aproximací časové vzorky

t1

11-ti vzorková aproximace u1 až u10 [mV] 69,437



t2

248,981

247,14

246,624

t3

570,929

573,879

574,453

t4

798,849

802,703

803,914

t5

979,523

983,986

985,055

t6

939,676

941,266

942,332

t7

811,391

811,045

811,218

t8

601,95

597,955

598,205

t9

302,288

296,175

295,874

t10

90,725

90,013

88,28

t

MAZÁNEK David

List: 60/74

Diplomová práce


Vypocet procentni chyby dilcich aproximaci v programu MathCAD v.12: i := 0 .. 9

... indexace dilcich bodu

n := 10

... celkovy pocet bodu

 69.43     248.981  570.929  798.849   979.523  u11 :=  939.676  811.391    601.95   302.288    90.725 

 67.341     247.14   573.879  802.703   983.986  u21 :=  941.266  811.045    597.955  296.175    90.013 

 66.848     246.624  574.453  803.914   985.055  u201 :=  942.332  811.218    598.205  295.874    88.28 

... odectene napetove urovne [mV] dilcich aproximaci

δ11i :=

u11 − u201 i

i

⋅ 100

u201

i

∆11 :=

...vypocet procentni chyby pro 11 vzork. aproximaci

9

2 δ11i) ( ∑ n−1

1

⋅

i=0

...vypocet stredni kvadraticke chyby (odhylky) pro 11 vzork. aproximaci

∆11 = 1.819 ... vysledna procentni chyba pro 11 vzork. aproximaci

δ21i :=

u21 − u201 i

i

u201

⋅ 100

...vypocet procentni chyby pro 21 vzork. aproximaci

i

∆21 :=

1 n−1

∆21 = 0.708

9

⋅

2 ∑ (δ21i)

i=0

...vypocet stredni kvadraticke chyby (odhylky) pro 21 vzork. aproximaci

... vysledna procentni chyba pro 21 vzork. aproximaci

0 1 2 3 δ11 = 4 5 6 7 8 9

0 3.862 0.956 0.613 0.63 0.562 0.282 0.021 0.626 2.168 2.77

0 1 2 3 δ21 = 4 5 6 7 8 9

0 0.737 0.209 0.1 0.151 0.109 0.113 0.021 0.042 0.102 1.963

Jak je vidět z výpočtů výsledných procentních chyb, došlo k výraznému zlepšení přesnosti aproximace 21ti vzorkové (více jak dvojnásobnému) oproti 11ti vzorkové. Tímto byla potvrzena počáteční úvaha. Výsledky jsou spíše orientační (resp. demonstrativní), jenž mají dokázat pouze výhodu použití 21ti vzorkové aproximace oproti 11ti vzorkové. Nejsou v nich uvažovány další negativní faktory způsobující možné zkreslení výsledného signálu. MAZÁNEK David

List: 61/74

Diplomová práce


9. ZÁVĚR Jak bylo již výše uvedeno, cílem této práce je vytvořit konstrukční podklady pro možnou realizaci kombinovaného generátoru měřících signálů sin22T / sin220T. Byla zvolena kombinovaná forma zapojení, která spojuje výhody digitální realizace (tj. přesnost a jednoduchost) a analogové (tj. pořizovací cenu a menší nároky na výstupní rekonstrukční filtr). Impuls sin22T bude generován více či méně digitálně a sin220T kombinovaně, kdy NF jasová složka bude digitální a VF barvonosná jí amplitudově modulovaná (hloubka 100%) analogově na nosnou fBN = 4,43MHz. Toto je základní koncepce navrhovaného obvodu. Konkrétně bude pro digitální část obvodu využito krystalového oscilátoru s taktovacím kmitočtem 60MHz a obvodu CPLD –XC9536XL10PC44, jenž realizuje dekodér a programovou děličku kmitočtu pro vzorkovací kmitočet 10MHz signálu sin220T. Následujícím blokem v řadě je D/A převodník tvořený rezistorovou nelineární váhovací sítí s přenosem 0,5. Ta byla použita z „úsporných“ požadavků na obvod, jelikož integrovaný D/A převodník by nebyl plně využit a navíc by výslednou cenu zapojení výrazně zvýšil. Podle tolerance zvolených rezistorů převodní sítě se bude také odvíjet přesnost generovaného impulsu. Dalším blokem je výstupní rekonstrukční filtr, který převádí diskrétní průběh generovaných impulsů sin22T / sin220T na výstupu D/A převodníku na spojitý. Neboť mají impulsy poměrně přesně ohraničené spektrum, je možné použití pasivního filtrů nižšího řádu (s útlumem o -3dB v našem případě). Srdcem celého generátoru bude zpětnovazební zapojení krystalem stabilizovaného sinusového oscilátoru s AGC (s OZ), jenž se vyznačuje vysokou kmitočtovou stabilitou (cca. 10-6) díky zpětnovazebnímu zapojení krystalového oscilátoru. Tvarové kmity na jeho výstupu nám budou vytvářet VF nosnou do následujícího bloku AM integrovaného vyváženého modulátoru MC1496. V něm dojde k „promodulování“ s NF složkou impulsu sin220T a tím dostaneme na výstupu VF složku sin220T. Na závěr je prostřednictvím sumačního zesilovače sečteme a dostaneme požadovaný složený impuls sin220T pro testování barevných TV a jejich přenosových cest. Impuls sin22T se používá zejména k hodnocení kvality přenosu u černobílé TV techniky. Otázkou však zůstává, zda tyto specielní měřící signály naleznou uplatnění v moderních digitálních LCD zobrazovací technice ? V Příloze 2, na závěr této práce uvádím konstrukční podklady pro případnou realizaci generátoru specielních měřících signálů sin22T / sin220T. Lze v nich nalést úplné schéma zapojení generátoru, rozložení součástek na desce, samotnou desku plošných spojů (DPS) v měřítku 1:1 ze dvou pohledů (ze strany součástek a strany spojů) a rozpisku použitých součástek. Podklady byly vyhotoveny v prostředí designerského softwaru EAGLE v.4.16 rel.2. Zdrojové soubory přikládám na CD. Návrh desky byl proveden pro jednostranné rozmístění součástek a oboustranné vedení cestiček, přičemž napájení obvodů (UCC) a zemění (GND) je vedeno zejména na straně součástek a signálové cesty vespod. Na několika místech bylo použito propojek z horní vrstvy součástek na dolní vrstvu signálových spojů. Deska má vyvedeny výstupní signály sin22T / sin220T prostřednictvím BNC konektorů a k nim příslušné regulační potenciometry amplitudy impulsů do cca. 1V. Prostřednictvím dvoupolohového páčkového přepínače lze volit jeden z možných generovaných měřících impulsů sin22T / sin220T. Celý obvod je navržen pro symetrické napájení ± 15V z laboratorního zdroje. Různorodá napájecí napětí pro jednotlivé použité integrované obvody jsou zajištěna prostřednictvím sériového spojení tříbodových stabilizátorů pro maximální výstupní proud 1A.

MAZÁNEK David

List: 62/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T PŘÍLOHA 1 Zdrojový kód programu realizované funkce dekodéru (+ podrobný komentář) v jazyku VHDL z prostředí simulačního programu ISE Webpack (fy Xilinx):

MAZÁNEK David

List: 63/74

Diplomová práce


Časové průběhy impulsů sin220T/ sin22T v prostředí grafického rozhraní programu ModelSim 6.2c (fy Xilinx):

MAZÁNEK David

List: 64/74

Diplomová práce


PŘÍLOHA 2

IC10

Úplné schéma zapojení generátoru sin220T/ sin22T

MAZÁNEK David

List: 65/74

Diplomová práce


L1

L3

L2

L4

IC10

Rozložení součástek na DPS

MAZÁNEK David

List: 66/74

Diplomová práce


DPS v měřírku 1:1 ze strany součástek -TOP

MAZÁNEK David

List: 67/74

Diplomová práce


DPS v měřírku 1:1 ze strany spojů -BOTTOM

MAZÁNEK David

List: 68/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T Rozpiska součástek: Značka

Typ

Hodnota

Poznámka

C1 C2 C3 C4 C5 C6 C7 C8 C9 C10 C11 C12 C13 C15 C16 C17 C18 C19 C20 C21 D1 D2 D4 IC1 IC2 IC3 IC4 IC5 IC6 IC7 IC8 IC9 IC10 IC11 IC12 IC13 IC14 IC15 L1 L2 L3 L4 Q1 QG1_60MH R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9

keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 10% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 5% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 5% keramický kondenzátor, 5% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 20% keramický kondenzátor, 20% tantalový kondenzátor - rad., 35V tantalový kondenzátor - rad., 35V tantalový kondenzátor - rad., 35V 1N4148 1N4148 1N5819 XC9536-44 LT1191 LT1191 LT1191 LT1191 74HC14N LT1006 LT1191 LT1191 MC1496 7812 7808 7805 LF33CV 7908 RFC_71SE RFC_71SE RFC_71SE RFC_71SE krystalový oscilátor krystalový oscilátor metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W

330pF 120pF 150pF 39pF 470pF 22pF 180pF 22pF 470nF 47pF 100nF 100nF 47pF 330nF 100nF 100nF 100nF 2,2uF 2,2uF 1uF

rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 rozměr 30x50 kapkový, 20% kapkový, 20% kapkový, 20% dioda 100V/0,2A dioda 100V/0,2A Schott. Dioda 40V/1A CPLD v PLCC-S44 OZ v DIL08 OZ v DIL08 OZ v DIL08 OZ v DIL08 Schmitt. CMOS v DIL14 OZ v DIL08 OZ v DIL08 OZ v DIL08 modul. v DIL14 stab. v TO-220 stab. v TO-220 stab. v TO-220 stab. v TO-220 stab. v TO-220 L sada 16nH -1mH L sada 16nH -1mH L sada 16nH -1mH L sada 16nH -1mH Q v HC49/S QG v DIL14S rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1%

MAZÁNEK David

1,87uH 4,52uH 203uH 490uH 4,433619MHz 60MHz 36k 5k6 30R 13k 1k 51R 8k2 750R 20R

List: 70/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T R10 R11 R12 R13 R14 R15 R16 R17 R18 R19 R20 R21 R22 R23 R24 R25 R26 R27 R28 R29 R30 R31 R32 R33 R34 R35 R36 R37 R38 R39 R40 R41 R42 R43 R44 R45 R46 R47 R48 R49 R50 R51 R52 R53 R54 R55 R56 R57 R58 R59 R60 R61 R62 R63 R64 R65

metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W odporový trimr - rad. metalizovaný rezistor do 1W potenciometr lineární metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W odporový trimr - rad. metalizovaný rezistor do 1W odporový trimr - rad. metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W

MAZÁNEK David

List: 71/74

6k8 330R 24R 6k2 200R 10R 6k2 180R 27R 6k8 330R 16R 8k2 750R 10R 13k 1k 30R 39k 2k4 180R 1k 10k 1k 10k 1k 100R 100R 1k 50k 68R 1k 1k 10k 1k 1k 1k5 5k 1k 10k 10k 10k 1k 100R 50k 100k 1k 51R 1k 1k 3k9 3k9 10k 10k 51R 51R

rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% PT10S rozměr 0207/10, 1% PC16S rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% PT10S rozměr 0207/10, 1% PT10S rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1%

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T R66 R67 R68 R69 R70 R71 R72 R73 R74 REF1 S1 T1 V2 X1 X2

metalizovaný rezistor do 1W odporový trimr - rad. odporový trimr - rad. odporový trimr - rad. odporový trimr - rad. potenciometr lineární metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W metalizovaný rezistor do 1W LM385 páčkový přepínač tranz. BF245 74HC4020N BNC - Z 50R BNC - Z 50R

MAZÁNEK David

List: 72/74

6k8 47k 47k 100k 100k 50k 1k 68R 220R

rozměr 0207/10, 1% PT10S PT10S PT10S PT10S PC16S rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% rozměr 0207/10, 1% reference 2,5V dvoupolohový FET v TO-92 asyn. čítač v DIL16 konektor konektor

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin220T a sin22T REFERENČNÍ LITERATURA A WEBOVÉ ODKAZY: Literatura: [1] PTÁČEK, M. Přenosové soustavy barevné televize. NADAS Praha, 1984. [2] SVATOŠ, J. Elektronika televizních zařízení. Skriptum FEL ČVUT Praha, 1994. [3] RÝPAR, J. Generátor měřícího signálu sin220T. Diplomová práce FEKT VUT VUT Brno, 2003. [4] KOLOUCH, J. Programovatelné logické obvody. Skriptum FEKT VUT Brno, 2005. Dostupné v lokální síti VUT. [5] DOSTÁL, T. Elektrické filtry. Skriptum FEKT VUT Brno, 2002. Dostupné v lokální síti VUT. [6] BIOLEK, D. Analogové elektronické obvody. Skriptum FEKT VUT Brno, 2007. Dostupné v lokální síti VUT. [7] VRBA, R. Teorie vzájemného převodu analogového a číslicového signálu. Skriptum FEKT VUT Brno, 2006. Dostupné v lokální síti VUT. [8] MAZÁNEK, D. Generátory meřících signálů sin220T a sin22T. Semestrální projekt 1 FEKT VUT, 2006. [9] MAZÁNEK, D. Generátory meřících signálů sin220T a sin22T. Semestrální projekt 2 FEKT VUT, 2007. Web: [10] UREL, FEKT VUT. Pokyny k vypracování Diplomové práce. Brno, 2008. Dostupné z WWW: http://www.urel.feec.vutbr.cz/web_documents/studium/mag/Pokyny_MM2E.pdf [11] GM Electronic spol. s.r.o. Webové stránky firmy. Elektronický katalog součástek pro elektroniku. Praha, 2007. Dostupnéz WWW:http://www.gme.cz/ [12] GES Electronics, a.s. Webové stránky firmy. Elektronický katalog součástek pro elektroniku. Plzeň, 2008. Dostupné z WWW:http://www.ges.cz/ [13] PanWiki. Univerzální elektronická učebnice. Provozovatel: Jakub Šerých, 2008. Dostupné z WWW:http://panwiki.panska.cz/ [14] Elektronický katalog datasheetů součástek. Webové stránky poskytovatele. 2008. Dostupné na :http://www.alldatasheet.com/ [15] Xilinx US. Webové stránky firmy. Datasheety (aplikační,konstrukční) k CPLD XC9536. San Jose, 2007. Dostupné z WWW: http://www.xilinx.com/products/silicon_solutions/cplds/ [16] Linear Technology US. Webové stránky firmy. Datasheety (aplikační,konstrukční) k LT1006 a LT1191. San Jose, 2008. Dostupné z WWW:http://www.linear.com/ [17] ICM, Inc. US. Webové stránky firmy. Datasheety (aplikační,konstrukční) ke krystalovým oscilátorům. Oklahoma, 2008. Dostupné z WWW:http://www.icmfg.com/ [18] AVX Online US. Webové stránky firmy. Software kompatibilní s jazykem Spice. Myrtle Beach, 2008. Dostupné z WWW:http://www.avx.com/wwsd_main.asp

MAZÁNEK David

List: 73/74

Diplomová práce


Obsah: 1. ÚVOD …………………………………………………………………………………… 9 2. MĚŘENÍ SIGNÁLŮ BAREVNÉ TELEVIZE V PŘENOSOVÉ SÍTI ……………….9 3. ZKUŠEBNÍ SIGNÁLY TVARU sin2T (resp. sin22T) a sin220T ……………………....10 3.1 Vlastnosti speciálních měřících signálů sin2T (resp. sin22T)………………….…….10 3.2 Vlastnosti speciálních měřících signálů sin220T……………………………………11 4. VYHODNOCENÍ ZKRESLENÍ IMPULSU sin220T ………………………………….13 5. MOŽNOSTI REALIZACE GENERÁTORŮ sin22T a sin220T …………….……… 16 5.1 Ryze analogová realizace generátoru……………………………………………….16 5.2 Ryze digitální realizace generátoru…………………………………………………17 5.3 Kombinovaná realizace generátoru…………………………………………………17 6. NAVRHOVANÉ DETAILNÍ BLOKOVÉ SCHÉMA GENERÁTORU sin22T a sin220T………………………………………………………………………………….18 7. REALIZACE DÍLČÍCH BLOKŮ……………………………………………………..20 7.1 Blok generátoru taktovacích impulsů…………………………………………….....20 7.2 Blok dekodéru……………………………………………………………………….21 7.3 Blok D/A převodníku……………………………………………………………….26 7.4 Blok výstupního rekonstrukčního filtru……………………………………………..30 7.5 Blok generátoru harmonického signálu……………………………………………..33 7.6 Blok tvarovače a děliče kmitočtu……..…………………………………………….39 7.7 Blok AM modulátoru………………………………………………………………..43 7.8 Blok sumačního zesilovače…………………………………………………………50 7.9 Stabilizační obvody napájení………………………………………………………..53 8. ZHODNOCENÍ PŘESNOSTI GENEROVANÉHO SIGNÁLU…………………..…59 9. ZÁVĚR…………………………………………………………………………………...62 PŘÍLOHA 1………………………………………………………………………………63 Zdrojový kód programu realizované funkce dekodéru……………………………………63 Časové průběhy impulsů sin220T/ sin22T…………………………………………………64 PŘÍLOHA 2………………………………………………………………………………65 Úplné schéma zapojení generátoru………………………………………………………..65 Rozmístění součástek na DPS…………………………………………………………….66 DPS ze strany součástek…………………………………………………………………..67 DPS ze strany spojů……………………………………………………………………….68 Rozpiska součástek………………………………………………………………………..69 REFERENČNÍ LITERATURA A WEBOVÉ ODKAZY……………………………..73

MAZÁNEK David

List: 74/74

Diplomová práce


MAZÁNEK David

List: 4/74

Diplomová práce


MAZÁNEK David

List: 4/74

Diplomová práce


MAZÁNEK David

List: 4/74

Diplomová práce

Generátory měřících signálů sin 2 20T a sin 2 2T

Recommend Documents